引言

　　賽靈思的FPGA在業內被廣泛應用于基帶協處理領域里的蜂窩射頻基站設計以及其它先進的基帶功能中。除了信道卡應用之外，賽靈思的FPGA還支持成本效益高的射頻卡功能的實現，如數字上變頻(DUC)和 數字下變頻(DDC)，包括波峰因子降低(CFR)和數字預失真(DPD)等先進技術。除了擁有用于WCDMA和WiMAX的射頻卡解決方案之外，賽靈思最近還向市場[1]推出了能夠實現多載波和多天線配置的TD-SCDMA數字前端解決方案。

　　本文將介紹賽靈思用于波峰因子降低(CFR)的最新參考解決方案，又被稱為峰值對消波峰因子降低 (PC-CFR)。本文將首先回顧使用與射頻功率放大器(RFPA)效率有關的CFR技術的目的，然后簡要回顧各種CFR技術，包括對用于多載波TD-SCDMA標準的各種解決方案之間的性能比較。本文還將討論用于實現特定TD-SCDMA多載波系統配置的FPGA資源要求。

　　振幅因子與射頻功率放大器效率

　　因其對OPEX 和CAPEX的重要作用，射頻功率放大器(RFPA)的功率效率在蜂窩射頻基站設計中起到非常重要的作用。高效的射頻功率放大器(RFPA)解決方案會降低 CAPEX，因為較小的功率放大器可用于相同的期望輸出功率值，或者需要較少的冷卻基礎設施。另一方面，因消耗的功率較少，它還可降低OPEX。

　　對射頻功率放大器更高效率的需求已經使得基站架構從單載波功率放大器(SCPA)輸出的無源組合向基于多載波功率放大器(MCPA)方法的中頻(IF)載波的數字組合演進。后一種方法還允許采用CFR技術以及包括DPD的數字線性化技術。

　　然而，載波信號的線性組合會出現高峰值平均功率比(PAPR)。這不僅僅適用于3G CDMA載波，而且適用于多載波Edge和GSM信號。由于在生成單個CDMA和OFDM載波過程中對獨立的波形進行了線性組合，因此，即使單載波CDMA或OFDM信號也會顯示高振幅因子(CF)。

　　當CF被用于測量PAPR時，可由下列方程定義和計算：

　　　　　方程(1)

　　其中，x是上變頻帶通信號的真值。

　　高的波峰因子要求常用的AB類RFPA在某些輸出回退電平 (Output Back Off Level)上運作，以防高峰值信號把RFPA驅動到非線性工作區之中。我們首先考察一下CF和RFPA效率之間的關系。

　　RFPA的效率被定義為在某一個工作點上平均輸出功率與直流(DC)功率之比，如方程(2)所給出：

　　　　　　　方程(2)

　　這意味著為了實現更高的效率，RFPA輸出應該被驅動至接近飽和點(超過飽和點將出現非線性效果)。然而，在實際運作中，輸出功率要回退，這不僅僅是為了解決輸入信號對RFPA存在的CF問題，同時還為了解決在RFPA中存在的其它弱非線性問題。

　　圖1說明了輸入功率回退(IPBO)和輸出功率回退(OPBO) 之間的關系。為了實現預期的OPBO電平，必須提高IPBO。因為工作點維持相同，在方程中的分母將保持不變，但是，分子將減小，因此，較大的OPBO會導致效率的下降。

　　圖1：射頻功率放大器的功效曲線

　　在圖2中描述了具有強跨導[5]非線性的不同類型放大器的典型RFPA的效率，是以dB表示OPBO函數。請注意，對具有12dB OPBO的AB類RFPA來說，隨著回退的增加，效率從70%減至約10%。

　　圖2：RFPA的效率性能[5]

　　考慮到信號的高CF，有兩種方式可以解決因OPBO增加導致的效率下降問題。你可以采用一種有效的波峰因子降低(CFR)方案來減小多載波輸入信號的PAPR，或者/并且采用數字預失真(DPD)來擴展RFPA的線性工作范圍。通過減小到RFPA的組合輸入信號的PAPR，IPBO可以被縮減，從而使得OPBO更低，從而獲得效率提升。

　　與不采用CFR實現8%(效率提升)的情形相比，利用CFR方案可以實現大約16%的典型效率(提升)。下面我們將回顧所提議的常用技術，并就TD-SCDMA多載波應用在性能和資源利用率方面詳細討論賽靈思公司的峰值對消波峰因子降低 (PC-CFR)方案。

　　各種CFR技術

　　目前，許多建議的波峰因子降低方案涵蓋編碼選擇、I & Q或基帶極性限幅、峰值加窗CFR(PW-CFR)、噪聲成形CFR(NS-CFR)和脈沖注入CFR(PI-CFR)范疇提出的，參見文獻[4]對各種技術的回顧。

　　賽靈思最近提出了一種稱為峰值對消波峰因子降低(PC-CFR)的技術，已經被證明性能更佳。與此同時，除了其它優點之外[3]，由于其自身降低了計算負擔，從而可以消耗更少的資源。

　　在詳細討論PC-CFR之前，我們將首先簡要回顧上面提到的三種常用技術。

　　峰值加窗波峰因子降低(PW-CFR)

　　PW-CFR是常規限幅技術的延伸，可以通過應用時域縮放限幅信號比例的時域來降低PAPR。

　　用于常規限幅的方程由下列方程[6]給出：

　　其中，c(n)用下列方程中定義：A是限幅信號容許的最大幅度。它的思想就是利用平滑的函數b(n) 來替代c(n) 使用合適的窗口，以限制限幅信號的頻譜擴展。

　　PW-CFR方框圖如圖3所示。

　　圖3：PW-CFR方框圖[6]

　　經過PW-CFR處理的信號—y(n)—的鄰近信道泄漏功率比(ACLR)和誤差矢量幅度(EVM)的性能取決于所采用的窗口以及窗口的長度[6]。窗口長度在ACLR以及EVM性能之間提供一種折中，較長的窗口可以提供更好的ALCR數，而這又是以EVM性能退化為代價的。

　　噪聲成形波峰因子降低(NS-CFR)

　　這一方案首先由賽靈思提供給WCDMA數字前端[2]以及隨后的WiMAX作為一種參考解決方案。通過消除超過一定限幅閥值的所有采樣點，NS-CFR可以降低CF。

　　Signal:信號;Delay: 延遲;Filter: 濾波器;Shaping Filter: 成形濾波器;Clipping Threshold: 限幅閥值;Error Signal:誤差信號;Scaling Factor Calculation: 縮放因數計算

　　圖4 ：NS-CFR方案的概念方框圖 [6]

　　圖4描述了NS-CFR (也稱為誤差成形CFR) 系統方框圖。傳統的有極性限幅被用于削減超過某一個閥值的信號峰值。限幅信號隨后被噪聲成型，以確保由限幅措施引起的噪聲落在信號頻帶之內。

　　經噪聲成形的限幅信號隨后從原始信號中消去，從而降低PAPR。上述處理可能造成峰值再次上升，在隨后的階段中可以反復采用這一方案以減輕峰值的再次上升。

　　與PW-CFR相比，NS-CFR方案能提供更佳的性能。

　　脈沖注入波峰因子降低(PI-CFR)

　　簡化版的PI-CFR方案如圖5所示[5]。這一技術通常配備末級數字削波。

　　Cancellation Signal: 消除信號;Input Signal: 輸入信號;Output Signal輸出信號

　　圖5 PI-CFR方案[5]

　　本質上，PI-CFR方案以小部分的采樣率檢測出引入的高PAPR信號的峰值，且針對超過限幅閥值的每一個峰值，會產生對應的、具有同樣幅度的“整個”信號，但其相位相反。所產生的信號隨后被用于消除被檢測出來的峰值信號，如圖5的方框圖所示。

　　典型的PI-CFR系統包含大量的檢測和消除(PDC)以及有限數量的脈沖發生器。在這個過程中因同時采用多個PDC級而可能仍然使得峰值再次上升。

　　峰值對消波峰因子降低(PC-CFR)

　　PC-CFR技術采用稍微類似于NS-CFR的技術來縮小CF。

　　然而，與上述NS-CFR不同，在PC-CFR方案中由頻譜成形而再生的信號是基于峰值采樣點的，這一信號在經過合適的延遲處理之后被用于削減超過閥值的原始峰值信號。然而，對于以NS-CFR為例，所有限幅的噪聲采樣點均被濾除，而且被用于減去相應原始的延遲的峰值信號。

　　作為只用峰值采樣點進行消減的簡化方法，它的失真度較小，而且只需更少的計算負擔。

　　在每一個PC-CFR階段，它包含高達4個消除脈沖發生器(CPG)并具有涉及復雜縮放的峰值縮放功能。PC-CFR方案的另一優點就是它所具備的靈活性，也就是說，它能夠在同一系統上通過適當地改變用來生成脈沖的濾波器來支持多個空中接口標準。

　　圖6描述了在15MHz帶寬內和1E-4處具有3dB的增益上，在7% EVM工作點和6個非鄰近TD-SCDMA載波的CFR輸入和輸出的互補累積分布函數(CCDF)圖。這個仿真是基于76.8 MSPS 的輸出采樣率完成的。而圖7則描述了為類似配置添加了頻譜發射屏蔽(Spectrum Emission Mask)的功率譜密度(PSD)性能。

　　CCDF of CFR Input and O