引言

　　賽靈思的FPGA在業(yè)內(nèi)被廣泛應(yīng)用于基帶協(xié)處理領(lǐng)域里的蜂窩射頻基站設(shè)計(jì)以及其它先進(jìn)的基帶功能中。除了信道卡應(yīng)用之外，賽靈思的FPGA還支持成本效益高的射頻卡功能的實(shí)現(xiàn)，如數(shù)字上變頻(DUC)和 數(shù)字下變頻(DDC)，包括波峰因子降低(CFR)和數(shù)字預(yù)失真(DPD)等先進(jìn)技術(shù)。除了擁有用于WCDMA和WiMAX的射頻卡解決方案之外，賽靈思最近還向市場[1]推出了能夠?qū)崿F(xiàn)多載波和多天線配置的TD-SCDMA數(shù)字前端解決方案。

　　本文將介紹賽靈思用于波峰因子降低(CFR)的最新參考解決方案，又被稱為峰值對(duì)消波峰因子降低 (PC-CFR)。本文將首先回顧使用與射頻功率放大器(RFPA)效率有關(guān)的CFR技術(shù)的目的，然后簡要回顧各種CFR技術(shù)，包括對(duì)用于多載波TD-SCDMA標(biāo)準(zhǔn)的各種解決方案之間的性能比較。本文還將討論用于實(shí)現(xiàn)特定TD-SCDMA多載波系統(tǒng)配置的FPGA資源要求。

　　振幅因子與射頻功率放大器效率

　　因其對(duì)OPEX 和CAPEX的重要作用，射頻功率放大器(RFPA)的功率效率在蜂窩射頻基站設(shè)計(jì)中起到非常重要的作用。高效的射頻功率放大器(RFPA)解決方案會(huì)降低 CAPEX，因?yàn)檩^小的功率放大器可用于相同的期望輸出功率值，或者需要較少的冷卻基礎(chǔ)設(shè)施。另一方面，因消耗的功率較少，它還可降低OPEX。

　　對(duì)射頻功率放大器更高效率的需求已經(jīng)使得基站架構(gòu)從單載波功率放大器(SCPA)輸出的無源組合向基于多載波功率放大器(MCPA)方法的中頻(IF)載波的數(shù)字組合演進(jìn)。后一種方法還允許采用CFR技術(shù)以及包括DPD的數(shù)字線性化技術(shù)。

　　然而，載波信號(hào)的線性組合會(huì)出現(xiàn)高峰值平均功率比(PAPR)。這不僅僅適用于3G CDMA載波，而且適用于多載波Edge和GSM信號(hào)。由于在生成單個(gè)CDMA和OFDM載波過程中對(duì)獨(dú)立的波形進(jìn)行了線性組合，因此，即使單載波CDMA或OFDM信號(hào)也會(huì)顯示高振幅因子(CF)。

　　當(dāng)CF被用于測量PAPR時(shí)，可由下列方程定義和計(jì)算：

　　　　　方程(1)

　　其中，x是上變頻帶通信號(hào)的真值。

　　高的波峰因子要求常用的AB類RFPA在某些輸出回退電平 (Output Back Off Level)上運(yùn)作，以防高峰值信號(hào)把RFPA驅(qū)動(dòng)到非線性工作區(qū)之中。我們首先考察一下CF和RFPA效率之間的關(guān)系。

　　RFPA的效率被定義為在某一個(gè)工作點(diǎn)上平均輸出功率與直流(DC)功率之比，如方程(2)所給出：

　　　　　　　方程(2)

　　這意味著為了實(shí)現(xiàn)更高的效率，RFPA輸出應(yīng)該被驅(qū)動(dòng)至接近飽和點(diǎn)(超過飽和點(diǎn)將出現(xiàn)非線性效果)。然而，在實(shí)際運(yùn)作中，輸出功率要回退，這不僅僅是為了解決輸入信號(hào)對(duì)RFPA存在的CF問題，同時(shí)還為了解決在RFPA中存在的其它弱非線性問題。

　　圖1說明了輸入功率回退(IPBO)和輸出功率回退(OPBO) 之間的關(guān)系。為了實(shí)現(xiàn)預(yù)期的OPBO電平，必須提高IPBO。因?yàn)楣ぷ鼽c(diǎn)維持相同，在方程中的分母將保持不變，但是，分子將減小，因此，較大的OPBO會(huì)導(dǎo)致效率的下降。

　　圖1：射頻功率放大器的功效曲線

　　在圖2中描述了具有強(qiáng)跨導(dǎo)[5]非線性的不同類型放大器的典型RFPA的效率，是以dB表示OPBO函數(shù)。請(qǐng)注意，對(duì)具有12dB OPBO的AB類RFPA來說，隨著回退的增加，效率從70%減至約10%。

　　圖2：RFPA的效率性能[5]

　　考慮到信號(hào)的高CF，有兩種方式可以解決因OPBO增加導(dǎo)致的效率下降問題。你可以采用一種有效的波峰因子降低(CFR)方案來減小多載波輸入信號(hào)的PAPR，或者/并且采用數(shù)字預(yù)失真(DPD)來擴(kuò)展RFPA的線性工作范圍。通過減小到RFPA的組合輸入信號(hào)的PAPR，IPBO可以被縮減，從而使得OPBO更低，從而獲得效率提升。

　　與不采用CFR實(shí)現(xiàn)8%(效率提升)的情形相比，利用CFR方案可以實(shí)現(xiàn)大約16%的典型效率(提升)。下面我們將回顧所提議的常用技術(shù)，并就TD-SCDMA多載波應(yīng)用在性能和資源利用率方面詳細(xì)討論賽靈思公司的峰值對(duì)消波峰因子降低 (PC-CFR)方案。

　　各種CFR技術(shù)

　　目前，許多建議的波峰因子降低方案涵蓋編碼選擇、I & Q或基帶極性限幅、峰值加窗CFR(PW-CFR)、噪聲成形CFR(NS-CFR)和脈沖注入CFR(PI-CFR)范疇提出的，參見文獻(xiàn)[4]對(duì)各種技術(shù)的回顧。

　　賽靈思最近提出了一種稱為峰值對(duì)消波峰因子降低(PC-CFR)的技術(shù)，已經(jīng)被證明性能更佳。與此同時(shí)，除了其它優(yōu)點(diǎn)之外[3]，由于其自身降低了計(jì)算負(fù)擔(dān)，從而可以消耗更少的資源。

　　在詳細(xì)討論P(yáng)C-CFR之前，我們將首先簡要回顧上面提到的三種常用技術(shù)。

　　峰值加窗波峰因子降低(PW-CFR)

　　PW-CFR是常規(guī)限幅技術(shù)的延伸，可以通過應(yīng)用時(shí)域縮放限幅信號(hào)比例的時(shí)域來降低PAPR。

　　用于常規(guī)限幅的方程由下列方程[6]給出：

　　其中，c(n)用下列方程中定義：A是限幅信號(hào)容許的最大幅度。它的思想就是利用平滑的函數(shù)b(n) 來替代c(n) 使用合適的窗口，以限制限幅信號(hào)的頻譜擴(kuò)展。

　　PW-CFR方框圖如圖3所示。

　　圖3：PW-CFR方框圖[6]

　　經(jīng)過PW-CFR處理的信號(hào)—y(n)—的鄰近信道泄漏功率比(ACLR)和誤差矢量幅度(EVM)的性能取決于所采用的窗口以及窗口的長度[6]。窗口長度在ACLR以及EVM性能之間提供一種折中，較長的窗口可以提供更好的ALCR數(shù)，而這又是以EVM性能退化為代價(jià)的。

　　噪聲成形波峰因子降低(NS-CFR)

　　這一方案首先由賽靈思提供給WCDMA數(shù)字前端[2]以及隨后的WiMAX作為一種參考解決方案。通過消除超過一定限幅閥值的所有采樣點(diǎn)，NS-CFR可以降低CF。

　　Signal:信號(hào);Delay: 延遲;Filter: 濾波器;Shaping Filter: 成形濾波器;Clipping Threshold: 限幅閥值;Error Signal:誤差信號(hào);Scaling Factor Calculation: 縮放因數(shù)計(jì)算

　　圖4 ：NS-CFR方案的概念方框圖 [6]

　　圖4描述了NS-CFR (也稱為誤差成形CFR) 系統(tǒng)方框圖。傳統(tǒng)的有極性限幅被用于削減超過某一個(gè)閥值的信號(hào)峰值。限幅信號(hào)隨后被噪聲成型，以確保由限幅措施引起的噪聲落在信號(hào)頻帶之內(nèi)。

　　經(jīng)噪聲成形的限幅信號(hào)隨后從原始信號(hào)中消去，從而降低PAPR。上述處理可能造成峰值再次上升，在隨后的階段中可以反復(fù)采用這一方案以減輕峰值的再次上升。

　　與PW-CFR相比，NS-CFR方案能提供更佳的性能。

　　脈沖注入波峰因子降低(PI-CFR)

　　簡化版的PI-CFR方案如圖5所示[5]。這一技術(shù)通常配備末級(jí)數(shù)字削波。

　　Cancellation Signal: 消除信號(hào);Input Signal: 輸入信號(hào);Output Signal輸出信號(hào)

　　圖5 PI-CFR方案[5]

　　本質(zhì)上，PI-CFR方案以小部分的采樣率檢測出引入的高PAPR信號(hào)的峰值，且針對(duì)超過限幅閥值的每一個(gè)峰值，會(huì)產(chǎn)生對(duì)應(yīng)的、具有同樣幅度的“整個(gè)”信號(hào)，但其相位相反。所產(chǎn)生的信號(hào)隨后被用于消除被檢測出來的峰值信號(hào)，如圖5的方框圖所示。

　　典型的PI-CFR系統(tǒng)包含大量的檢測和消除(PDC)以及有限數(shù)量的脈沖發(fā)生器。在這個(gè)過程中因同時(shí)采用多個(gè)PDC級(jí)而可能仍然使得峰值再次上升。

　　峰值對(duì)消波峰因子降低(PC-CFR)

　　PC-CFR技術(shù)采用稍微類似于NS-CFR的技術(shù)來縮小CF。

　　然而，與上述NS-CFR不同，在PC-CFR方案中由頻譜成形而再生的信號(hào)是基于峰值采樣點(diǎn)的，這一信號(hào)在經(jīng)過合適的延遲處理之后被用于削減超過閥值的原始峰值信號(hào)。然而，對(duì)于以NS-CFR為例，所有限幅的噪聲采樣點(diǎn)均被濾除，而且被用于減去相應(yīng)原始的延遲的峰值信號(hào)。

　　作為只用峰值采樣點(diǎn)進(jìn)行消減的簡化方法，它的失真度較小，而且只需更少的計(jì)算負(fù)擔(dān)。

　　在每一個(gè)PC-CFR階段，它包含高達(dá)4個(gè)消除脈沖發(fā)生器(CPG)并具有涉及復(fù)雜縮放的峰值縮放功能。PC-CFR方案的另一優(yōu)點(diǎn)就是它所具備的靈活性，也就是說，它能夠在同一系統(tǒng)上通過適當(dāng)?shù)馗淖冇脕砩擅}沖的濾波器來支持多個(gè)空中接口標(biāo)準(zhǔn)。

　　圖6描述了在15MHz帶寬內(nèi)和1E-4處具有3dB的增益上，在7% EVM工作點(diǎn)和6個(gè)非鄰近TD-SCDMA載波的CFR輸入和輸出的互補(bǔ)累積分布函數(shù)(CCDF)圖。這個(gè)仿真是基于76.8 MSPS 的輸出采樣率完成的。而圖7則描述了為類似配置添加了頻譜發(fā)射屏蔽(Spectrum Emission Mask)的功率譜密度(PSD)性能。

　　CCDF of CFR Input and O