"該系統方案利用NI的PXI平臺及NI的LabVIEW軟件平臺進行研發，使我們能專注于802.11ac協議的實現，縮短了研發周期。"

-王孜, 東南大學信息科學與工程學院

挑戰:

在WLAN系統開發中，如何設計合理的同步均衡調制等算法，以及達到算法、性能、資源三者之間的折中。此外，在實現數據流實時高速傳輸時，實現PC，HOST和FPGA三者間的同步通信問題和硬件數據通道測試也十分重要。

解決方案:

在NI-PXI平臺上搭建了一個基于IEEE 802.11ac的WLAN原型機，系統主要從PC端、HOST端和FPGA端三個方面進行設計。PC端主要完成視頻流的編解碼、播放、MAC層協議內容以及系統性能指標的計算和顯示。HOST端是連接PC、FPGA、射頻卡的重要紐帶，主要功能分為對PC端視頻流的收發、基帶參數和射頻參數的傳遞、DMA_FIFO的建立、FPGA板卡間數據傳輸及同步配置等。FPGA端的設計是數據處理部分的核心，主要負責射頻卡配置、P2P傳輸，FPGA間同步以及基帶數據處理的工作；其中基帶數據處理分為發射端和接收端兩個部分，發射端實現BCC編碼、流解析、調制、插入導頻、加CP、IFFT等模塊，而接收端實現同步、去CP、FFT、信道估計與均衡、去導頻、解SIGB、解調、逆流解析、viterbi譯碼等各個模塊。

作者:

張皓月- 東南大學信息科學與工程學院
張曉燕- 東南大學信息科學與工程學院
黃永明- 東南大學信息科學與工程學院
王 孜- 東南大學信息科學與工程學院
楊綠溪- 東南大學信息科學與工程學院

1、引言

面向2020年以后的第五代移動通信技術（5G）是為滿足日益增長的移動通信需求而發展的新一代移動通信系統。根據移動通信的發展規律，5G將具有超高的頻譜利用率和能效，在傳輸速率和資源利用率等方面較4G移動通信提高一個量級或更高，其無線覆蓋性能、傳輸時延、系統安全和用戶體驗也將得到顯著的提高。5G移動通信將與其他無線移動通信技術密切結合，構成新一代無所不在的移動信息網絡，滿足未來10年移動互聯網流量增加1000倍的發展需求。5G不再是一種只擁有高速率、高能力、高效率的空口技術，而是一種能夠應對不同業務需求并不斷提高用戶體驗的智能網絡，5G與其他無線移動通信技術之間的融合將會成為一種必然趨勢。Wi-Fi（wireless fidelity）技術已經成為日常生活中必不可少的無線通信技術之一。在熱點區域實現Wi-Fi與5G的融合組網將能更有效地起到對現有蜂窩網分流的作用，同時可以大幅提高用戶體驗，是未來5G的發展方向之一。

無線局域網（Wireless Local Area Network,WLAN）的出現將個人從家中或是辦公桌上解放出來，人們可以在賓館、公園、商店、咖啡廳、機場等任意兩點之間進行聯網，隨時隨地獲取信息。自1997年IEEE 802.11標準的最初版本完成以來，此后的6年時間里，包括802.11b、802.11a、802.11g在內的標準使得WLAN 的應用日趨廣泛并走向成熟。2007年2月，IEEE 802.11n的2.0草案確定，這一新標準的制定具有跨時代意義，在傳輸速率方面有了突破性的進展，可以達到300 Mbps（20 MHz信道下）甚至600 Mbps（40 MHz信道下）。為應對爆發性增長的流量需求以及提供良好的后向兼容性，被業界認為是第五代Wi-Fi的IEEE 802.11ac呼之欲出。IEEE內部設立了兩個項目工作組（Task Group,TG），以甚高吞吐率（Very High Throughput,VHT）為目標，針對未來無線網絡應用方向，提出兩個項目方案進行立項研究——IEEE 802.11ac與IEEE 802.11ad。2014年1月，802.11ac草案正式獲得通過。

IEEE 802.11ac協議在8條空間流、256QAM調制、5/6編碼碼率、160MHz 傳輸帶寬，400ns保護間隔的條件下，物理層傳輸速率可高達6933.3Mb/s。作為802.11n標準的一種延續，802.11ac在原有基礎上有很大改進。除了使用關鍵的正交頻分復用、多輸入多輸出技術以及空時編碼之外，802.11ac還引入了多用戶多輸入多輸出(MU-MIMO)技術，可以使用更高階數的調制——256-QAM使得傳輸速率成倍提升。此外，802.11ac對于信道帶寬進行了擴展，在802.11n的20MHz（可選40 MHz）信道的基礎上增至40MHz、80MHz，甚至達到160MHz。物理層的幀結構增加了VHT_SIG_B區域，用來描述所要傳輸的數據長度、調制方式和編碼策略（Modulation and Coding Scheme,MCS）以及單用戶/多用戶模式。當然，滿足上述要求也面臨著復雜技術帶來的更大挑戰。

802.11ac能提供高速的傳輸速率、良好的用戶體驗等，但由于其機制的復雜性，系統硬件實現的難度加大。目前802.11ac的設備在市場上還不是很多，本文研究基于IEEE 802.11ac的超高速WLAN系統，并借助NI-PXI平臺對其原型機進行開發驗證，這對新一代Wi-Fi技術及5G技術的研究具有重要意義。

2、設計目標

本文旨在NI-PXI平臺上實現一個基于IEEE802.11ac標準的系統原型機。該系統設計的參數指標如下所示：

1）系統基于IEEE 802.11ac協議；
2）系統運行在2.4GHz/5GHz頻段；
3）系統配置2個發射天線和2個接收天線；
4）系統的傳輸帶寬達到20MHz；
5）調制可選方式：BPSK、QPSK、16QAM、64QAM、256QAM，并可根據接收信噪比實現自適應調制；
6）系統頻譜效率：最高可達10 bit/s/Hz(在64QAM映射方式，碼率為‘5/6’的條件下)；
7）可以顯示解調后的接收星座圖；
8）可以實現視頻的高質量傳輸。

原型機需要實現的IEEE 802.11ac協議物理層內容有：

1）發射端：BCC編碼、流解析、調制、插入導頻、加CP、IFFT；
2）接收端：同步、去CP、FFT、信道估計與均衡、去導頻、解調、逆流解析、維特比譯碼。

3、基于NI的802.11ac超高速無線局域網原型機

3.1、概述

該項目需要達到百兆數量級的數據傳輸速率，因而需求高速率的數據處理，在硬件實現中，我們選擇了運用高性能FPGA來達到高速率的要求，然而開發這樣一個系統需要我們很好的掌握VHDL或者Verilog HDL語言。同時，該項目還涉及了射頻方面，這對我們來說也是一個巨大的困難，我們只希望將重點放在802.11ac協議的基帶設計上，NI的LabVIEW軟件及它的硬件平臺對我們來說是一個福音，解決了我們的所有煩惱，讓我們能專注于我們想專注的事，極大的縮短了我們的開發周期。

在下文中，我們將具體描述基于NI的802.11ac超高速無線局域網原型機。

3.2、硬件平臺

原型機的硬件設計是基于NI-PXI平臺來進行的，其硬件實物圖如下圖所示，兩塊FPGA板卡連接射頻適配器置于機箱中，該平臺主要包含機箱、控制器、FPGA模塊、射頻收發模塊四個部分，各模塊的性能及主要功能如下：

圖1、系統硬件平臺實物圖

（1）NI PXIe-1082機箱：采用的該機箱包含4個混合插槽, 3個PXI Express插槽, 1個PXI Express系統定時插槽，每插槽高達1 GB/s的專用帶寬和7 GB/s的系統帶寬，與PXI、PXI Express、CompactPCI和CompactPCI Express模塊兼容。機箱主要為控制器和各模塊提供了電源、冷卻以及PCI和PCI Express通信總線，此外還提供了一系列的I/O模塊插槽類型、集成外設。

（2）NI PXIe-8115控制器：本系統采用NI PXI-8115作為控制器，位于機箱最左側插槽。它是基于Intel Core i5-2510E處理器的高性能嵌入式控制器，適用于PXI系統。具有2.5 GHz基頻、3.1 GHz（單核Turbo Boost模式）雙核處理器和單通道1333 MHz  DDR3內存,配有以太網、串口等標準設備，可自行選擇操作系統，本設計選用了Windows系統。

（3）NI PXIe-7966R：針對無線局域網的數據傳輸，主要考慮數據的運算處理能力，選用FlexRIO模塊。它包含兩個主要部分：FPGA模塊和提供高性能模擬和數字I/O的FlexRIO適配器模塊。這些都可以被LabVIEW FPGA軟件配置。

其中FPGA模塊選用NI PXIe-7966R，它包含了一塊Virtex-5 SX95T FPGA和512 MB的板載DDR2雙端口RAM。這塊FPGA包含了640 DSP slices，可以用它來實現信號處理，數字濾波，FFT邏輯等。另外，板載的雙端口RAM理論吞吐量為3.2GB/s。PXIe-7966R支持高性能的P2P數據流傳輸。本系統中FPGA模塊主要實現發射端、接收端的基帶數據處理工作。

（4）NI 5791射頻適配器： NI 5791是一款具有200 MHz到4.4 GHz連續頻率覆蓋范圍的RF收發器，其中TX和RX端均具有100 MHz的瞬時帶寬。它具有單級轉向架構，在NI FlexRIO適配器模塊的小巧組成結構中提供了超高的帶寬。板載合成器（本地振蕩器）用于設定采集和生成的中心頻率，且可導出至其他模塊，以實現多輸入多輸出(MIMO)同步。用戶可直接訪問NI FlexRIO FPGA模塊的原始ADC和DAC數據。 此外，NI FlexRIO FPGA模塊和PXI平臺提供了一種實現通道擴展必需的ADC和DAC數據同步方法。

3.3、系統設計

在這樣一個實時高速傳輸系統里，系統架構設計尤為重要，良好的架構設計是系統正確運行的前提，也是提高系統性能的關鍵所在，本文原型機整個系統的結構框架如圖2所示，系統設計主要分為PC端設計、HOST端設計、FPGA端設計三個部分，PC端設計基于C#語言實現視頻的編解碼等工作，而HOST端和FPGA端設計主要是基于LabVIEW編程實現，前者負責參數配置、數據傳輸等工作，后者負責實現IEEE 802.11ac協議的物理層模塊。這三者之間也要進行數據同步。下文將對各個部分的設計進行詳細的敘述。

圖2、系統總體架構圖

3.3.1、物理層數據通信

原型機物理層數據通信主要在PC端、HOST端和FPGA端之間進行，其流向如圖3所示。系統發送端采用兩路數據流形式，因此需要兩塊FPGA進行數據的生成并與發送射頻天線進行對接。為完成無線數據的傳輸，系統架構中還配有數據發送用戶Local_PC以及數據接收用戶Remote_PC，另外還有一臺控制器Host作為中間載體，對數據的基帶收發處理進行LabVIEW算法開發。假設傳送的數據為視頻流。首先，發送端Local_PC將視頻流數據封裝成U8格式并打包，FPGA1產生中斷向Host請求數據，Host得到該中斷請求后，向Local_PC產生新的中斷，以請求封裝好的數據。Local_PC等待中斷請求到來，即向Host發送U8數據包。Host獲得U8 數據后會響應FPGA1的中斷，通過DMA_FIFO向FPGA2發送數據。FPGA2完成發送端基帶處理過程中的各模塊操作，形成兩路數據流。其中一路數據流通過P2P機制傳送給FPGA1。兩路數據流通過硬件接口發送至射頻卡中，在射頻卡中對數據流進行射頻信號處理并通過發送天線發出；接收信號經過射頻卡傳送至兩塊FPGA中，將FPGA2中的數據通過P2P傳送至FPGA1中，在FPGA1中完成后續基帶接收過程，將處理完的比特流通過DMA_FIFO傳回Host，Host將數據傳給Remote_PC，在Remote_PC中顯示視頻流。

圖3、原型機物理層數據流向圖

3.3.2、HOST端設計

在此系統設計中，HOST端是連接PC，FPGA，射頻卡的重要紐帶。其主要完成工作為：

a.完成對PC端視頻流的收發，這部分通過網線利用UDP協議，在這方面LabVIEW具有成熟的設計，調用并配置IP地址，包長參數等等。對于接收到的數據，考慮到Viterbi設計時的咬尾操作，必須對數據包進行補零，利用數組轉換等設計完成，同樣對于發送給PC端的比特流，需要進行去尾操作。

b.完成基帶參數的傳遞及DMA_FIFO的建立。需要考慮的基帶參數有：調制方式，每一幀的長度，Viterbi每個Block的長度。DMA_FIFO建立了兩個：HOST端的比特流傳遞給FPGA（HOST to Target），FPGA端的解出的比特流傳遞給HOST端（Target to HOST）。

c.完成射頻參數的傳遞，主要包含帶寬的選擇，載波頻率的選擇，直流偏置修復參數，發送功率值，放大器增益設置等。

d.還需完成兩塊FPGA板卡間數據傳輸及同步配置等問題，這一部分在FPGA設計中作詳細討論。

e.完成自動增益控制（AGC）和自適應調制（AMC）功能模塊。

下面詳細討論一下HOST端主要功能模塊的實現。

（1）視頻流收發配置

PC與HOST之間的通信是通過UDP協議完成的。UDP有連接簡單，速度快的特點，只要保證發送端PC、NI-PXI的主控器、接收端PC三者都連接在同一個局域網內，即可利用UDP實現數據的高速通信。

HOST具體設置如下：發送端PC將本機IP地址設為回送地址192.168.1.7，目的IP地址設為HOST的實際地址，目的設備端口號設為12270。此外還需設置一個接收HOST發來的數據請求中斷的端口號，設其為2000；接收端PC將本機IP地址和遠程設備IP地址均設為實際地址，再定義一個接收遠程數據的端口號12271。這樣就可以利用Socket套接字進行UDP數據的發送和傳輸了。

（2）自適應調制（AMC）方案

盡管高階調制、高編碼速率可以使頻譜效率提高，但這對通信系統的信噪比參數提出了較為嚴格的要求，如果噪聲能量達到一定程度會造成系統誤碼率上升，誤碼性能大大下降，從而降低了系統的吞吐量。為確保系統的有效吞吐性能，當信噪比較低時，應選擇低階調制方式與編碼速率，當信噪比較高時，可以選擇高階調制方式與編碼速率。因此，設計采用自適應調制(AMC)技術，在發射功率恒定的情況下，通過調整無線鏈路傳輸的調制方式與編碼速率確保鏈路的傳輸質量。

實現AMC的過程需要穩定的信號功率，這需要引入自動增益控制(AGC)技術以確保信號能量的穩定性。在AGC的工作過程中，初始化功率p₀讓射頻放大器得到初始化的放大系數，對于接收端來說，需要設置一個預期能量p_ref，用來確定AGC過程趨于穩定時信號的能量。在通信過程中，當信道環境發生變化時，接收信號的能量p_r會不斷發生變化，調整功率參數p_d也會隨之變化(p_d是一個負值參數，用于控制射頻放大系數)。接收信號能量降低時，接收天線的射頻放大器會提高放大系數，接收信號能量提高時，接收天線的射頻放大器會降低放大系數，這樣使得信號能量維持在預期能量p_ref附近。在通信過程的開始，調整功率參數p_d可以任意設置。AGC過程中調整功率參數p_d(對數形式)滿足公式(1)，其中p_{d_new}為p_d的更新值。

(1)

考慮采用BCC信道編碼方式的單用戶MIMO2×2系統，固定BCC編碼速率為1/2，一種簡單的AMC設置方案如下表所示，表中pd所在區間是在NI-PXI平臺上使用NI-5791射頻適配模塊進行測試的一組參考區間，此時對應的預期能量p_ref = -8dBm。

表1、AMC調制方式與調整功率參數p_d的關系

pd所在區間(dB)	選擇調制方式
(-27，-18)	BPSK
(-18，-12)	QPSK
(-12，-8)	16QAM
(-8，-5.5)	64QAM
(-5.5，-4)	256QAM

3.3.3、FPGA端設計

FPGA的設計比較復雜，也是數據處理部分的核心，這一部分主要完成基帶信號處理的關鍵工作，此外還負責射頻卡5791的配置、P2P傳輸、FPGA間同步設計。

（1）射頻卡5791配置

射頻卡的配置在FPGA中完成，主要完成將HOST傳遞過來的參數寫入射頻卡相應寄存器里，尤其是關于速率的小數變換。

系統基帶數據帶寬為20MHz，而AD/DA端采樣速率為130MHz，為了完成速率的匹配，必須對基帶數據作相應處理。對于發送端，通過插值處理將20MHz升至130MHz，實現方式為每隔130/20=6.5個時鐘周期從基帶數據FIFO中讀出數據，并進行擴展，形成130MHz的發送信號；類似的，接收端通過抽取方式實現130MHz降至20MHz，實現方式為每隔6.5個時鐘將接收到的數據寫入基帶處理FIFO中。

（2）P2P傳輸

P2P將兩塊FPGA的數據合并到一塊FPGA中，并在一塊FPGA中完成后續的MIMO基帶處理，因此在本系統中，P2P是實現MIMO的重要紐帶。

P2P的配置主要包含兩方面，在主機（HOST）端將一塊FPGA的寫入數據流和另一塊FPGA的讀取連接起來，在FPGA端，P2P數據讀取和寫入節點為數據交換提供FIFO的接口，這樣的接口類似于DMA和本地FPGA 的FIFO，如圖4所示。

P2P HOST端配置
P2P FPGA端配置
圖4 、P2P配置

（3）FPGA間同步設計

出于硬件平臺的局限性，兩根發射天線由兩塊FPGA分別連接，這樣的硬件架構帶來的問題就是如何保證兩根天線發出數據的同步性。這是任何一個設備平臺都需要考慮的問題，各個廠家也提供了不同的方案，NI利用其獨特的模塊化設計，FPGA之間存在trigger總線連接，利用trigger觸發實現同步。

當不同的設備之間共享triggers時，信號路徑的傳播延時會造成trigger到達設備的時間不同步。NI自帶的同步庫可以利用CPTR（同周期時間相關）減緩trigger的評估速率。關鍵是所有的設備都必須構建一個CPTR信號，這些CPTR信號之間同頻同相。

FPGA端的同步程序構建和關聯CPTR信號，這些CPTR信號在不同的FPGA間是同時產生的。CPTR信號是周期性的，采樣周期可以控制CPTR的周期。

（4）基帶信號處理設計

在基于IEEE802.11ac協議的系統中，發送端包括前導碼生成、信道編碼、流解析、比特交織、星座映射、插入導頻、添加CP、引入CSD以及IFFT轉換等過程；接收端包括時間同步、FFT轉換、去除CP、信道估計、信號均衡、去除導頻、解映射、比特解交織、逆流解析、信道解碼等過程。一些主要模塊的具體細節如下：

a.BCC編碼

采用IP核實現802.11ac標準規定的BCC編碼器，其生成多項是g₀=133₍₈₎和g₁=171₍₈₎，分別對應于生成多項式S₀(x) = x⁶ + x⁵ + x³ + x² + 1和S₁(x) = x⁶ + x³ + x² + x¹ + 1，可以使用移位寄存器來實現。卷積編碼后的兩路輸出相互合并再進行后續傳輸。根據不同的規則進行刪余打孔，BCC信道編碼器支持1/2、2/3、3/4、5/6四種編碼速率，以滿足更高的傳輸效率。

b.流解析與逆流解析

在經過信道編碼后，流解析將編碼比特被重新排成一組新的、等于空間流數(N_SS)的比特串。其輸出為N_SS路并行比特序列，每個串的長度為N_CBPSS (每空間流編碼比特)。

逆流解析時流解析的逆過程，主要完成兩個數據流合并成一個流的過程。

c.調制與解調

星座映射過程是把比特序列以一定的方式映射到星座圖中的一個復數星座點。IEEE802.11ac支持的映射(調制)方式包括BPSK、QPSK、16QAM、64QAM和256QAM，各調制方式下每個子載波的復數星座點分別承載1、2、4、8和16個比特的信息，也即調制階數N_BPSCS。前導碼字段中的信令字段均采用BPSK調制。生成數據字段時，根據信令字段中的MCS信息，子載波選擇相應的映射(調制)方式。在20MHz帶寬下，每個OFDM碼元是由52個有效的復數星座值組成；4MHz帶寬時這個有效值為108個。

解調是星座映射調制的逆過程，以恢復傳輸傳輸。

d.IFFT與FFT

實現發射端頻域數據到時域數據的轉換，同理，FFT則實現了接收端時域數據到頻域數據的轉換，以用于后續處理。

e.同步

在基于IEEE802.11ac協議的接收機中，同步過程主要包括時間同步，載波頻率同步和采樣時鐘同步。由于NI-PXI平臺具有優良的集成工藝和精密性，收發機的本振頻率幾乎一致，采樣時鐘也幾乎保持完全相同，因此在原型機系統設計中可以暫時忽略系統的載波頻率偏差和采樣時鐘偏差帶來的影響。因此本文原型機的接收端采用基于前導碼訓練序列的MIMO-OFDM系統時間同步方案。

時間同步的處理主要分為捕獲和跟蹤兩個階段，具體分為幀同步過程和符號同步過程。幀同步又稱作粗時間同步，用于檢測數據分組的到來，這是時間同步的捕獲階段；符號同步又稱作精時間同步，用于精確定位OFDM符號數據的起始位置，這是時間同步的跟蹤階段。

f.信道估計與均衡

信道估計是獲取信道信息的重要模塊，利用估計出的信道響應可以對接收端數據進行信道均衡操作從而恢復數據。IEEE802.11ac協議的信道估計采用定期發送訓練序列的方法，即利用前導碼中VHT-LTF的若干字段在頻域內進行信道估計。信道均衡則是對接收信號進行一定的補償操作，即對信號進行恢復與提取，為后續的解調和信道解碼過程打下基礎。利用之前得到的估計信道進行信道均衡過程，可以減輕或消除碼間干擾，使得系統能夠對抗無線信道衰落，從而提高無線系統的數據傳輸速率和頻譜效率。本原型機采用基于LS算法的信道估計和基于ZF算法的信道均衡。

g.維特比譯碼

本系統中采用Xilinx的IP Core實現Viterbi譯碼，其輸入采用基于幀形式的傳輸方式，需要重點考慮的是咬尾問題。因此需要在每一幀的最后添加6個零，使譯碼器回到初始狀態。

3.3.4、PC端設計

PC端主要完成視頻流的編碼打包，并加上CRC校驗碼，同時根據不同調制方式改變發送數據包的大小。之所以選擇用兩臺PC分別處理視頻流的收發，是因為考慮到LabVIEW對視頻流處理能力的薄弱，如果采用HOST端作視頻流的編解碼，這會耗用大量的CPU資源。因此NI儀器完全用來處理數據比特部分，而視頻流的一系列處理則用C#編寫的代碼進行。

視頻數據發送用戶和接收用戶的用戶界面如圖5、圖6所示。發送用戶界面中可以顯示發送的視頻，當前采取的調制方式MCS，包長的大小，每次請求包的數目（不同調制方式請求的包數不同），HOST中斷請求次數等參數。而接收用戶界面中可以顯示接收到的視頻，傳輸速率、接收到包的總數，誤包率等參數。最主要的參數是Received Data Rate和Processed Data Rate。Processed Data Rate為傳輸的有效數據，也即實際視頻流傳輸數據速率。由于視頻流的包比較小，在其中添加了冗余信息來形成完整的包，Received Data Rate表示這種完整包的傳輸速率，也即物理層傳輸的數據速率。

圖5、PC端發送用戶界面

圖6、PC端接收用戶界面

4、基于NI-PXI的11ac原型機系統演示

關于原型系統的演示，分別從接收星座圖演示以及視頻流傳輸兩個角度進行分析，以便更好地測試系統的性能。

4.1、接收星座圖演示

接收星座圖演示過程中，可以無需發送端和接收端的PC外設。主控器Host可以隨機產生固定OFDM符號數的U8型數據流，并將U8型數據送入FPGA中，通過基帶處理和射頻收發等一系列過程，Host將接收天線得到的信號通過FFT操作轉換到頻域后進行輸出，觀察頻域接收數據的星座圖變化。在測試中，Host需要實現AGC功能，使得天線自由移動時，接收端仍然能夠實現精確的時間同步過程。根據是否采用AMC方案，可以將接收星座圖測試分為手動模式和自適應模式兩種。手動模式下，無論接收信號強度與信道環境如何，都采取手動設置發送端的星座映射方式，這種模式可以觀察固定的星座映射方式下不同天線環境對接收星座圖的影響；自適應模式下，采用AMC方案，即系統根據當前的信道環境自動設置理想的星座映射方式，使得數據傳輸的速率和誤碼性能達到同時較優的狀態。

下圖反映了MIMO2×2系統在手動模式下，發送端分別采用BPSK映射方式的接收星座圖結果。手動模式下，可以通過調整天線的位置與間距改善傳輸信道環境，使得各映射方式下的接收星座圖都能達到準確清晰的水平。

圖7、BPSK接收星座圖(手動模式)

圖8給出了其他幾種調制方式的星座圖結果，從左到右從上到下依次為QPSK、16-QAM、64-QAM和256QAM映射方式。

QPSK接收星座圖

16QAM接收星座圖

64QAM接收星座圖

256QAM接收星座圖

圖8、各種調制方式接收星座圖(手動模式)

下圖9反映了自適應模式下的接收星座圖結果，此時自適應調試方式為QPSK。自適應模式下，改變天線的位置與間距意味著信道環境發生變化，系統自動給出一種既保證傳輸質量又具有盡可能高吞吐率的數據傳輸方案。

圖9、QPSK接收星座圖(自適應模式)

4.2、視頻流實時傳輸

圖10顯示了在NI-PXI平臺上原型系統Host控制器的前面板設計，其主要實現了射頻卡、UDP協議、FPGA設備同步、基帶參數以及AGC模塊等功能設置過程。

圖10、原型系統Host控制器的前面板框圖

PC端發射、接收用戶界面已在3.3.4節通過圖5、圖6給出。

圖11展示了基于NI-PXI平臺的IEEE 802.11ac MIMO2×2演示系統，圖中右側PC產生包含兩路視頻流的數據源信息，通過UDP協議可以將數據源傳輸到NI-PXI控制器Host中。Host將數據傳輸到FPGA中生成時域OFDM符號，通過射頻卡以無線方式發送并接收數據，接收到的數據送入FPGA做接收端處理，從而恢復出視頻數據并傳回到Host中，再次通過UDP協議將恢復的視頻數據傳給圖中左側PC，并對視頻數據進行實時顯示。

其中，發送端采用BCC信道編碼方式，碼率固定為1/2。在不同的映射方式下，發送數據幀具有相同的OFDM符號個數，這會使得高階映射方式下的吞吐率高于低階映射方式下的吞吐率。

圖11、IEEE802.11ac MIMO2×2演示系統

IEEE802.11ac的MIMO2×2原型系統的實際工作速率如表2所示。從表中可以看出，由于硬件實現時存在硬件性能的限制以及各類微小的偏差，系統實際的傳輸作速率并不能達到理論值，但已經非常接近理論值。同時，當采用高階的星座映射方式進行傳輸時，實際物理層傳輸速率逐漸受限，數據吞吐量不能正常翻倍，這是因為采用高階映射方式時，控制器Host需要在相同時間內處理更多的數據包，當Host處理能力達到極限時，實際的傳輸帶寬不能充分利用，因此傳輸的吞吐量不能按照預期進行提升。如果采用256QAM映射方式，在相同時間內進行與低階映射方式具有相同OFDM發送符號數的傳輸過程，系統將不能正常工作，這是由于原型系統所需的時鐘速率達到控制器Host的工作極限，因而無法支持256QAM進行正常的物理層傳輸。同時，256QAM正常工作所需的接收信噪比要求也較高，在接收星座圖測試中可以看出該映射方式下的星座點性能不甚理想。

表2、原型系統在各映射方式下的傳輸速率

映射方式	BPSK	QPSK	16QAM	64QAM
理論工作速率	13.0M/s	26.0M/s	52.0M/s	78.0M/s
實際工作速率	11.2M/s	22.4M/s	44.8M/s	46.7M/s

5、結論

該系統方案利用NI的PXI平臺及NI的LabVIEW軟件平臺進行研發，使我們能專注于802.11ac協議的實現，縮短了研發周期。LabVIEW圖形化的編程語言以及提供的IP接口也為開發者提供了不少的便利。系統的核心運算都在高速的FPGA模塊內完成，能滿足原型機設計目標的高速要求。整個系統的測試結果在上一章有詳細敘述，能正確顯示接收數據在不同調制方式下的星座圖，系統工作速率也能達到要求，能高質量的進行視頻流的傳輸。我們的原型機只是階段性的成果，還有更進一步的空間，如將基帶帶寬拓展到40MHz、擴展到4×4的MIMO系統以及開展毫米波的研究。

6、參考文獻

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