本文作者：安華高科技 (Avago Technologies) Chin-Leong Lim
介紹
雖然在實現固定阻抗電壓可變衰減器(VVA, Voltage Variable Attenuator)時至少有數種方法，但只有PI(π)和T拓樸結構可以真正得到10到500MHz范圍內的有效實際應用[注1]，除此之外，由于不受限于會受到頻率影響的元器件，如傳輸線、正交混和電路或循環器，PI和T配置基本特性為寬帶形式，因而它們的實際實施可以連續涵蓋數MHz到GHz范圍，特別的是，PI型VVA由于低成本、緊湊性和廣帶寬，因此非常受到衛星電視(SATV, Satellite Television)和有線電視(CATV, Cable television)系統的歡迎。
相似于其他無線器件，PIN二極管PI衰減器模塊也受到了強大的微型化壓力，促使新一代的實施必須小于前一代。圖1畫出了數個世代此類型VVA的占用空間，以及每年大約以20mm2縮小的趨勢線估計，在可能是第一個對于這類衰減器微型化的嘗試，是把3個PIN二極管集成到DIN 50B4囊狀封裝而創建的Intermetall TDA 1053[注2及3]，不過，60年代的3個二極管拓樸[注4]并未被包含在圖1中，原因是它大多已經被1991年由Waugh所提出的4個二極管版本[注5]取代。Waugh的設計由于可以消除3個二極管拓樸固有的非對稱偏置問題，因此迅速成為產業事實上的標準，因為采用了完全表面貼裝結構，它同時也代表了VVA微型化進程中的一個里程碑。此后的微型化企圖有使用2個SOT-323封裝實現二極管[注6]，集成二極管和其他無源器件到單一芯片[注7]，或將所有4個二極管集成到單一SOT-89封裝[注8]等作法，單石化的尺寸縮減基本上無法達成，原因是必須使用nF級電容器來使衰減器能夠達成CATV上行路徑的5MHz較低頻率限制。
這個設計的重要性在于2008年設計當時為同級產品的最小尺寸，模塊的占用面積為14mm2，大約只有第一代4個二極管實施方式的4%。
圖1：PIN二極管PI可變衰減器的尺寸趨勢
設計
圖2為基本PI固定衰減器以及它的設計方程，分流電阻R1和串接電阻R3主要用于設定目標衰減值A=20log(K)，并同時提供匹配系統阻抗特性的輸入和輸出阻抗。在遠高于截止頻率Fc的頻率工作時，PIN二極管可以作為電流控制可變電阻，因而這些二極管可以用來取代電路中的固定電阻以建立可變衰減器。雖然FET場效應晶體管也可以扮演同樣的角色，但它的線性度要比PIN二極管差上許多[注9]，并且需要負的控制電壓。
圖2：基本PI衰減器電路和設計方程
其中K為輸入到輸出電壓比，Zo為源端和負載端阻抗。
PIN二極管因采用的制造方式，例如外延或晶塊，以及它們的I層厚度(W)而不同，晶塊和厚I層帶來較長的載子壽命(τ)，為衰減器低失真的重要條件，在缺點方面，具有較長τ值的PIN二極管需要較大的偏置電流來控制它的阻值，為了描述τ值和線性度之間的關系，圖3畫出了兩個不同τ值下PIN二極管的二階(IP2)和三階截點(IP3)，由于目標應用CATV/SATV系統的嚴格線性要求，較長壽命的二極管(τ=1500ns)被選用來實現VVA，原因是CATV/SATV系統必須同時承載大量頻道而不會相互干擾。
圖3：500ns和1500ns二個不同載子壽命模擬的IP2和IP3相對PIN二極管電阻值，二級管采1GHz串接配置
若將固定衰減器中的串接電阻以兩個二極管取代，可以獲得左右半邊對稱的衰減器，請參考圖4。分割串接電阻允許偏置插入電阻R3連接到串接臂的中點，而非如3個二極管結構中的一端，電路的對稱性可以保證相同的偏置電流流過分流二級管，通過成對的反向二極管反串接對實現串接臂也可以降低二階失真，原因是非線性度會有180度相位差，因此會自相抵消。
二極管的偏置電流和衰減由Vc控制，電阻R1和R2作為串接和分流二極管的偏置返回路徑，由于這二個電阻會對射頻路徑進行分流，因此它們的電阻值必須高到足以屏蔽射頻，但又不能大到會有過大直流電壓出現其上。流過分流二極管的電流由固定電壓V+提供，并受R4-R5電阻限制，在這個設計中，采用1.5V的經驗值V+可以得到所有衰減值的最佳回返損耗。
4個二極管配置的VVA在原始設計上控制電壓可以由0V到15V變化，由于現代電子技術受到電源電壓的限制，因而超過5V的工作要求會限制了客戶的使用范圍。限制最高Vc在5V會有提高最低衰減由3dB到9.5dB的反作用，原因是降低了進行串接二極管偏置的最大電流值。
為了在僅有1/3的控制電壓下得到相似于原始設計的最小衰減，這個設計使用較小的R1-R3，以允許較大電流流過串接二極管，R1和R2降低了約42%，由560Ω改為330Ω，R3則由330Ω變成22Ω，降低超過93%，不過這些電阻分流射頻路徑，使得它們的電阻值小于4.Zo，如75Ω系統R<300Ω，將會減低它們作為射頻扼流圈的有效性，通過R3的射頻損耗特別嚴重，原因是R3遠小于4.Zo。為了補償R3減少的扼流能力，在R3上串接一個鐵氧體磁珠電感L1來提高有效阻抗[注10]，采用鐵氧體磁珠電感而非傳統電感的原因是前者在寬帶扼流上較為有效。
圖4：衰減器模塊電路圖
共有4個PIN二極管、6個電阻、5個電容器和1個鐵氧體磁珠電感被集成到單一3.8mm x 3.8mm大小的VVA模塊中，器件以板上多芯片MCOB形式組合到10mil厚的Roger RO4350電路板(Er =3.48, tanδ = 0.004 [注 1])上，通孔連接頂端電路走線和底端的直流和射頻器件接點，接著器件面被模塑形成1mm的封裝高度。
圖5：環氧化物模塑前模塊布局和器件的微縮影圖
結果和討論
模塊測試以CATV/SATV頻帶為主，主要是它們為目標市場，圖5中的測試安排包含RO4350 PCB上50Ω的微條狀走線TL1/TL2，分別連接到受測器件輸入和輸出的TL1和TL2大約為10.6mm長，尾端于電路板邊緣的微條狀走線接著通過邊緣安裝SMA插座J1和J2(Johnson公司142-710-851)轉換到同軸電纜。
圖6：測量安排和測試設置的簡化框圖
頻率響應和衰減范圍通過連接測試設置到矢量網絡分析儀進行測量，Vc由0.5V到5V連續變化以產生相對于頻率的不同衰減值，如圖7，此圖知名于非常平坦的頻率響應。Vc ≥ 1.2V時，0.1到6GHz的衰減變化低于3dB，如果評估頻率范圍限制在CATV/SATV應用的50到2050MHz，那么振幅的變化低于1dB，不過平坦衰減特性無法在較低控制電壓，如Vc ≤1.0V得到維持，原因為串接二極管會在這個低電壓關斷，射頻信號會通過二極管的寄生電容泄漏。由于寄生電容反應與頻率成反比，Vc=1.0V時衰減曲線假設受到頻率控制，以每8度6dB變化，衰減可能變化的范圍在低頻時最大，100MHz時高于55 dB ，并隨著頻率增高而降低，6GHz時約為30dB。
圖7：設置中衰減相對于頻率為控制電壓(Vc)函數
圖8顯示衰減相對于控制電壓Vc的關系，對低于1V的Vc，衰減幾乎不會變化，高于1V時，衰減會隨著Vc快速改變，直到超過2V時變為平坦。雖然圖中顯示衰減在2V以上變為穩定，但實際上在2V到5V間還是會有大約2dB的變化，當Vc=5V時，衰減達到大約-4dB的最終值，這個數值在0.3GHz到3GHz時相對穩定，可以明顯由圖中交疊曲線看出，因此可用的Vc范圍為1V到5V，大部分衰減集中發生在1V到2V范圍，這是將控制電壓由15V降低到5V無法避免的權衡結果。
圖8：設置中衰減相對于控制電壓為頻率函數
輸入三階截點(IIP3)會隨著衰減改變，如圖9，串接和分流臂的電阻值以相反方向改變，例如在較大衰減時，串接臂的電阻值高而分流二極管的電阻值低，因此較大衰減值下較差的IP3來自于大部分的射頻電流被送到輸入端分流二極管并反向調變I層，IIP3會隨著工作頻率提高而改善，例如在1.9GHz時優于900MHz，在40dB的衰減范圍內，IP3優于52dBm，作為比較，MESFET PI衰減器的IIP3在相同的衰減范圍內會由-2到14dBm變化[注12]，比起這個設計差了約50dB。
圖9：900MHz和1.9GHz時設置的三階截點相對于衰減值
結論
自身完備的PIN二極管PI衰減器已經成功設計并實現，主要的挑戰在于維持高線性以及在低控制電壓范圍工作，使用MCOB結構，所有必須組件被集成到3.8mm x 3.8mm的區域內，為這類型器件的微型化立下了新的標竿，以低成本塑模封裝后，模塊在增益平坦度和線性度上取得了非常良好的射頻性能，包括優于基于MESFET相對等產品最佳IP3達50dB以上，衰減在50到1950MHz的CATV頻率范圍變化可達45dB，在5MHz到6GHz范圍則超過30dB，雖然CATV/SATV系統為原始目標應用，但衰減器的3級帶寬可以將它的應用范圍擴展到更高帶寬應用，如測試儀器和掃描接收器等。
感謝
作者在此感謝M. Sharifa組裝原型機，H. K. Lee進行印刷電路板布局設計，R. W. Raugh教導和模擬二極管線性度，S. A. Asrul審查本論文，以及安華高科技管理階級同意付梓。
粵公網安備 44030902003195號