ADS58H40 是一款由德州儀器（TI）推出的四通道、11/14 比特、采樣 250MSPS、接收 90MHz帶寬的高性能高速模數轉換器。它同時具有用于反饋的 125MHz 帶寬的 Burst Mode 與用于接收的 90MHz 帶寬的 SNRBoost Mode，適用于基站收發信機的反饋與接收通道。

目前用于基站收發信機的高速模數轉換器（ADC）大多都具有直流偏移校正功能（DC offset correction function）。它用于校正 ADC 接收到的直流，以免其降低接收機的性能。但是此功能同時也會引起 ADC 的碼域翻轉（code toggle），如果 PCB 布局不當，會造成 ADC 采集小信號功率不準確。本文以 ADS58H40 為例，分析了碼域翻轉干擾所帶來的問題，并提供了PCB 優化解決方案。

直流偏移(DC offset)是由外界的直流信號分量與原信號的直流疊加形成。在基站收發信機中，它主要是由本振泄露與混頻器或IQ 解調器的非線性產生。直流偏移會對有用信號形成干擾，通常需要使用ADC 的直流偏移校正功能來抑制它。

從碼域上來看對于一個理想的11 bit ADC，其中間碼應該是2^(11-1)=1024。用二進制補碼來表示就是0x000。由于二進制補碼的最高位表示符號位，所以對應的11 bit 數據范圍是從0x000 到0x7FF。0x7FF 表示-1，對應為1023。在無有用信號輸入時，理想狀態下，11 bit ADC采集出來的信號在碼域就應該為0x000。但是事實上外界還有熱噪聲（thermal noise）與直流偏移會被ADC 采集到。直流偏移在碼域上會使ADC 空采所獲得的碼相對0x000 向上偏移一些，而熱噪聲信號的自然波動也會疊加到直流偏移所表示的碼上面。ADC 的DC offset correction function 會修正直流偏移引起的碼域誤差，將其重新校正到0x000。

ADC 的DC offset correction function 的工作流程如下：

圖1、DC offset correction

下面用兩張圖示來對比說明ADC 未使能與使能DC offset correction function 在碼域上的區別。

在未使用ADC 的DC offset correction function 時，11 bit ADC 空采所得到的熱噪聲與直流偏移在碼域圖示如下:

圖2、DC Offset Correction Disabled for an idle 11bit ADC channel

在使用ADC 的DC offset correction function 時，11 bit ADC 空采所得到的熱噪聲與直流偏移在碼域圖示如下：

圖3、DC Offset Correction Enabled for an idle 11bit ADC channel

通過對比發現使能ADC 的DC offset correction function 后，直流偏移引起的碼域誤差被修正，熱噪聲在碼域上也從基本在0x000 碼以上圍繞著直流偏移波動，變成了圍繞著0x000碼波動。因此在使能DC offset correction function 時，熱噪聲的自然波動會引起碼域從0x000 到0x7FF 的隨機翻轉。體現在ADC 的11 bit 數據線上就是ADC 空采時，所有數據線的電平都同時在邏輯0 與邏輯1 之間切換。此時數據線對外的干擾是最大的。如果在PCB 布局上不夠謹慎，就會使這個干擾信號耦合到ADC 的模擬輸入端。雖然這個耦合的干擾信號幅度并不大，但是它對ADC 的輸入信號，尤其是輸入的小信號在頻域上會形成波浪型干擾，在ADC 空采時，則體現為紋波底噪（ripple noise floor）。

2、碼域翻轉干擾所帶來的問題

以ADS58H40 為例，圖示說明碼域翻轉干擾信號耦合到ADC 模擬輸入端的后果。

圖4、Digital output coupling to input

在PCB 布局不理想時，如上圖所示輸出數據端直接或間接的通過時鐘或ADC 的VCM 耦合到了ADC 的模擬輸入端。

受此干擾信號影響，將ADS58H40 通道空采得到的數據做FFT 變換得到的頻域圖如下：

圖5、Ripple noise floor caused by code toggle interference coupling

從圖中可以清晰的看到 ADC 采集到的是波浪型底噪，它略微的惡化了 ADC 的信噪比（SNR），并且會導致小信號的幅度測量不準確，影響接收機靈敏度的測試。

為了進一步說明碼域翻轉干擾的影響。用不同幅度的信號輸入給 ADS58H40 進行掃頻測試， 將采集到的數據制圖如下：

圖6、Frequency scan for different input signal level with interference

ADS58H40 的采樣時鐘為 245.76MHz，針對其第二奈奎斯特域的中心 60M 范圍，使用 5 個功率等級進行掃頻。在功率大于-40dBFs 時，由于 PCB 布局不當所引入的碼域翻轉干擾對輸入信號影響很小（由于 ADC 前端有濾波器的關系，所以輸入信號不是完全平整的）。但是隨著輸入信號功率的減小此干擾對輸入信號的影響越來越大，在輸入信號幅度低于-60dBFs 時，去除模擬輸入端濾波器的影響后其引起的功率誤差依然可以達到 3dB 以上。

3、針對碼域翻轉干擾的 ADS58H40 PCB 布局優化

為了避免碼域翻轉干擾耦合到 ADC 的模擬輸入端，需要針對性的避免一些不當的 PCB 布局。碼域翻轉干擾可以通過三個途徑耦合：（1）數據輸出線與模擬輸入電路布局很近且平行，直接耦合。（2）數據輸出線耦合到 ADC 的時鐘信號再間接耦合到模擬輸入端。（3）數據輸出線耦合到 ADC 的 VCM，再通過 VCM 間接耦合到模擬輸入端。

圖7、ADS58H40 PCB layout

上圖為 ADS58H40EVM 評估板的 PCB 布局，在基站收發信機上不會有這么大的空間來給其布局，一些走線難免會離得很近，所以針對碼域翻轉干擾的三個耦合途徑，建議對 ADS58H40 PCB布局做出以下三個優化：

（1） ADS58H40 的數據輸出 LVDS 線與模擬輸入電路分開布局，不要平行或交叉。 （2） ADS58H40 的采樣時鐘線與隨路時鐘線布局盡可能的遠離模擬輸入端，不要與其近距離平行。 （3） ADS58H40 的 VCM 線最好通過過孔直接從模擬輸入電路的差分端中間接入，如上圖四個紅色圈的中心。在模擬輸入端 VCM 接入口必須加上對地的濾波電容。VCM 信號不要做成 VCM 電源平面，而且布局時使其盡量遠離數據輸出線。

經過 PCB 布局優化的 ADS58H40 使能 DC offset correction function 后不再具有紋波底噪，而且 ADC 底噪更佳（圖8）。在-60dBFs 的小信號掃頻測試中，去除模擬輸入端濾波器的影響后其波動在 0.5dB 以內。

圖8、Normal noise floor after PCB layout optimization

4、結論

ADC 的 DC offset correction function 可以有效的抑制直流偏移所帶來的誤差。不過在PCB 布局不當時，開啟此功能所帶來的碼域翻轉干擾會使 ADC 具有紋波底噪并且其采集到的小信號幅度波動會達到 3dB 以上。通過針對性的 PCB 布局優化可以有效的解決這個問題，將-60dBFs的小信號波動控制在 0.5dB 以內。

作者：凃浩異 (Lance Tu)，TI