當輸入信號為正時,MRFN工作于飽和區,MRFP工作于截止區并等效成電阻RRFP,此時,整個電流復用結構等效成一個n溝道的共源放大器,同理,當輸入信號為負時,該結構等效成一個p 溝道的共源放大器,該電流復用結構組成了推挽電路并增大了電路的動態范圍,提高了電路的線性度。
1. 3、倍頻電路
為了進一步分析本振信號倍頻原理,將本文設計混頻器(圖2)中的帶電感倍頻電路單獨給出,如圖3所示。根據式( 1),晶體管MLON1和MLON2的漏電流ILON+ 和ILON- 可表示為:
(3)
這里,vLO是LO 正弦輸入信號,且
aLO是該信號的幅度,△VLON = VLO - VTN是MLON 1和MLON 2的過驅動電壓。根據式( 3),流經電流復用電路和倍頻電路的總電流ICR為ILON+ 、ILON- 的和,即得:
(4)
該信號即為LO 的2次諧波信號。
從式( 4)可看出,在節點VCOM 處產生了LO 倍頻信號i2LO,同時基頻信號被抵消。假設電感的阻抗為ZLE = RLE + j2ωLOLE,混頻點處的電壓Va 可表示為:
(5)
其中,LE 和RLE分別是電感的值和寄生負載,根據式( 5),由于該電感的存在,混頻處的電壓幅度Va 大于VCOM,這提高了進入混頻器的LO 二次諧波信號的功率,也就是說提高了有用信號的功率,所以有助于提高該拓撲結構的線性度,同時也有利于減小噪聲系數。
圖3、倍頻電路
1. 4、其他設計考慮
根據參考文獻,我們在電路設計過程中做了以下考慮。從轉換增益考慮,△VLO必須較小,而βRFN和βRFP必須較大。當βRFN和βRFP大到一定程度時,MRFN 和MRFP 將進入弱反型區,當MRFN和MRFP都處于弱反型區時,轉換增益將會急速增加,但是同時,線性度將急劇惡化。幸運的是,我們可以通過增加LO 的功率來同時提高轉換增益和線性度。
這與吉爾伯特混頻器有所不同,對于吉爾伯特結構來說,增加LO功率只能使轉換增益增加,但是線性度會惡化。所以在設計過程中,必須考慮使用適當的LO 功率和△VLO,電流復用對晶體管的尺寸和偏置要折中。我們可以設置偏置,使△VLO處于弱反型區來得到低功耗,同時從電流復用對上補償線性度,并通過設置合適的LO功率得到適當的轉換增益。
2、電路仿真
本文混頻器電路設計基于SM IC0. 18 m 標準CMOS工藝庫,運用ADS進行了仿真。混頻器工作在1. 8 V 電源電壓下,射頻輸入頻率1. 575 GHz,功率為- 30 dBm;本振頻率789. 5 MH z,功率為- 5 dBm。圖4給出了轉換增益和三階交調截至點( IIP3)隨本振信號功率和射頻信號功率變化曲線。圖4( a)顯示了固定射頻信號為- 30 dBm,本振信號功率為- 5 dBm時轉換增益達最大為20. 848 dB;本振信號功率從- 8 dBm到- 5 dBm,IIP3緩慢增加到- 3 dBm,然后開始下降。圖4 ( b) 顯示了固定本振信號功率為- 5 dBm,轉換增益在射頻輸入信號大于- 20 dBm 時開始下降,IIP3在- 11 dBm 到- 2. 297 dBm 波動。仿真結果顯示,該混頻器具有高增益、高線性度的優點。