1　引言

射頻同軸連接器是微波領域中重要的射頻傳輸元件，因其頻帶寬、連接方便可靠、性能優越、成本低廉，在微波通信設備、儀器儀表及武器系統中得到廣泛應用。近幾年來隨著現代通信技術的飛速發展，整機設備對射頻同軸連接器的技術要求越來越高，寬頻帶、低駐波、小型化、多功能、高可靠、快速連接等等，新的連接器品種應運而生、層出不窮，這也對連接器產品的設計提出了更高的要求。射頻同軸連接器的設計優化包括對連接器多方面功能及價值的分析改進，以達到質優、價廉，并且縮短試制周期。優化技術適用于射頻同軸連接器的結構設計、尺寸精度的確定、性能參數的提升等方面。通過優化，尋求和確定最佳參數，保證連接器使用功能和可靠性要求。隨著微波技術的發展，整機系統要求連接器具有更多的附加功能，如濾波（隔直、防雷等）、整流、衰減等；另一方面整機系統信號頻率在不斷提高，對信號傳輸部分的損耗和電壓駐波比也有了更高的要求。因此電性能的提升逐漸成為射頻同軸連接器設計優化工作的重點和難點。

隨著計算機技術的飛速發展，仿真技術也步入了一個新的時代，原來只有中、小型計算機或專業工作站上才能運行的仿真軟件現在也可以在微機上用了，這樣就給仿真技術的普及創造了有利條件。另一方面，仿真軟件在不斷過發展完善，新的軟件層出不窮，Ansoft HFSS和ADS等傳統三維電磁仿真軟件功能也在不斷強化，仿真精度越來越高，優化結果越來越接近實際數值。這些無疑給連接器的仿真和優化設計創造有極為有利的條件。

時域測量分析是進行微波傳輸系統缺陷分析的有效方法之一。通過時域測量，可獲得沿傳輸線的阻抗變化、集中反射點位置、集中反射點的電特性等數據，這對于分析和優化連接器設計是非常有利的。通過對時域測量數據的分析，找出連接器設計結構當中不匹配點并對其進行逐一調整和優化，以達到提高電性能的目的。時域測量的定位精度和響應分辨率直接關系到時域分析結果的準確性，而響應分辨率與微波測試設備的頻寬、采樣速率有直接的關系。近年來隨著行業的發展和西方國家對華禁運政策的調整，越來越多的國內射頻同軸連接器生產廠家具備了頻率上限到20GHz甚至高達40GHz的具備時域測試功能的矢量網絡分析儀，這也使時域測量分析技術應用于射頻同軸連接器的優化設計成為可能。

2　射頻同軸連接器的一般設計原則

射頻同軸連接器的工作原理比較簡單，可以說是一段能夠使RF傳輸系統實現電氣連接與分離的同軸傳輸線。連接與分離這一機械過程的實現要求連接器具有可靠的連接界面；連接器的適用性和方便性要求連接界面有多種不同的規格和連接形式；連接器的通用性和互換性要求連接界面的標準化；連接與分離的可靠性與穩定性要求連接器界面尺寸及內外導體相對位置的穩定及足夠的機械保持力。這是對連接器界面及結構的基本要求，另一方面連接器需要與同軸電纜、微帶等傳輸線連接，同樣也需要考慮連接過渡的匹配性、穩定性和連接的可靠性。機械連接的穩定性與可靠性是實現射頻同軸連接器電氣連接可靠性與穩定性的基礎，穩定可靠的機械結構加上均勻匹配的阻抗、合理的介質材料，便可得到電氣性能優良的射頻同軸連接器。

但阻抗的不連續是不可避免的：界面的機械連接及界面的容差導致連接界面的阻抗不連續；用于保證機械穩定性的臺階定位結構導致不連續電容的存在；機械公差及介質電參數的漂移導致特性阻抗的漂移；連接器與電纜及微帶等射頻傳輸線連接部分的適配性及電磁場場形變化也會產生特性阻抗不連續。只有對這些不連續逐一進行識別和補償，才能使射頻同軸連接器具有更好的電性能指標。關于射頻同軸連接器的設計補償計算很多理論著作及學術論文當中都有更為詳盡的闡述，這里就不再贅述了，但需要說明的是絕大多數的經驗公式都是通過對大尺寸同軸傳輸線的研究得來的，對我們常規的使用頻率不是很高的連接器的設計而言其精確度已足夠，而對于小尺寸、高頻率、高性能要求的連接器（如毫米波連接器）設計而言，由于尺寸公差、表面粗糙度、金屬材料表面電阻率及介質電參數的穩定性等方面的影響變得不可忽略，所以此時的計算結果僅能作為參考。

綜上所述，在明確了用戶需求及確定了連接界面形式的情況下，連接器的基本設計思想可簡單總結為以下三點：

•  在充分滿足客戶需求的情況下采用最簡潔的設計結構。簡單就是可靠，簡潔的結構不僅可以有效減少不連續點（段）的存在，提高電性能，而且簡潔的結構有更好的機械可靠性。
•  盡量使每一段的阻抗都與標稱特性阻抗相符。保證傳輸線阻抗的均勻性是減小反射的關鍵。
•  對不可避免的不連續逐一進行共面補償。共面補償是弱化和消除集中反射（不連續點）的有效方法，其原理是針對不連續點的電特性（容性或感性）在其鄰近部位引入一段感性或容性區域，使在不連續點附近一定區域內“平均阻抗”接近標稱特性阻抗值，以達到在一定的頻段內減小反射的目的。從根本上講共面補償就是在失配部位形成一個低通濾波網絡，只要通頻帶足夠寬（覆蓋連接器要求的頻率范圍），便可得到理想的補償。

由LC低通濾波網絡原理可知，集中電容或電感值越大，低濾波器的通頻帶越窄，即在較高的使用頻率下想要使共面補償達到更好的效果，首先是集中電容或電感值要盡量的小，否則在高頻段不可能設計出性能優異的射頻同軸連接器產品。由此可見共面補償畢竟是后天性的，在進行射頻同軸連接器產品的設計時首先應盡量減少不連續點（段）的存在，并使不可避免的不連續盡量的小。

3　仿真優化設計技術

利用三維電磁場分析軟件建模仿真，對連接器的設計進行優化，可以提高產品設計的一次成功率。尤其是對性能要求高或有特能要求的連接器產品，通過建模仿真和計算，可以不用生產樣品而得到設計將可能達到的性能數據，通過進一步優化使模型達到所要求的性能指標，這時再安排生產出的樣品，其性能指標會非常接近或一次達到設計輸入的要求，即縮短了設計周期，又節省了研制費用、降低了開發成本，省時省力。

下面我們用Ansoft HFSS軟件對一種7/16型1/4波長寬帶防雷連接器進行仿真優化，以此為例介紹一下射頻同軸連接器仿真優化設計的一般過程。

3.1　Ansoft HFSS軟件簡介

Ansoft HFSS（High Frequency Structure Simulator）是Ansoft公司著名的三維微波電磁仿真設計軟件，其人性化的交互式用戶界面和強大的優化功能給使用者帶來非常大的便利。Ansoft Optimetrics (Ansoft 優化)是一種變量分析工具，它可以方便地對模型變量模擬分析，使我們在模擬優化時不用再建立和求解一系列模型，而只需建立一個模型即可。在Ansoft HFSS 8.0中沒有包含Ansoft Optimetrics，但在Ansoft HFSS 9.0中已經集成了Optimetrics功能。

Ansoft HFSS軟件具有強大的建模功能、豐富的材質庫和模型庫，這使得建模工作變得簡單快捷，再加之強大的宏處理功能和多種掃頻方式，使其成為應用最為廣泛的三維微波電磁仿真設計軟件。它可以模擬波導、空間、微帶線路、同軸線及腔體中的三維電磁場，可以方便地實現天線、濾波器、波導器件、連接器等微波器件的仿真模擬和優化。其界面如圖1。

圖1　ANSOFT HFSS 9.0 界面

3.2  模型的建立

我們要模擬的是一種新型的多功能連接器――1/4波長金屬支撐子式的寬帶防雷連接器，兩端為7/16型陰頭。我們知道1/4波長金屬支撐子在同軸傳輸線中相當于一個帶寬很窄的帶通濾波器，由于它使同軸線內導體直接良好地接地，因此作為防雷器時具有最小的殘余浪涌電壓和極強的電流處理能力，在雷電防護領域倍受青睞。過窄的使用帶寬不利于它的推廣，考慮目前通信系統工作頻率，擬將其使用頻帶拓展為0.8~2.4GHz。利用切比雪夫多項式對其進行拓頻設計，以1.6 GHz為中心頻率，并考慮連接器應承受8/20μs 、50KA脈沖電流的沖擊，得出如圖2的基本結構模型：

ａ、原理圖　　　　　　                      　      　  　?。?、結構模型

圖2　寬帶防雷原理圖及基本結構模型

根據預定的外形尺寸，推算出的模型結構在實際設計中較難實現或會造成過高的制造成本，故考慮1/4波長金屬支撐部分與連接器主體實現連接的可能結構，對模型結構進行調整（如圖3）。

ａ、原理圖　　　　　                    　　　  　    ?。狻⒔Y構模型

圖3　調整后的原理圖及結構模型

調整后1/4波長金屬支撐部分由原來的阻抗為Z1的均勻傳輸線變為長度為L1a、阻抗為Z1a和長度為L1b、阻抗為Z1b的兩段傳輸線的組合，這樣一來想要確定Z1a、Z1b、L1a和L1b，計算變得相當復雜。這一工作可以交給ANSOFT HFSS去做。由于結構的限制，可確定L1a為20mm，Z1a為88Ω，而L1b和Z1b預設為26mm和92Ω。由于優化前后連接器主體部分徑向尺寸變化不會太大，因此將連接器主體部分兩端分別加入適當的聚四氟乙烯絕緣支撐?？紤]絕緣支撐的加入對電長度的影響并進行修正，然后根據經驗公式對絕緣支撐處的不連續進行逐一補償計算；因連接器將與50Ω電纜組件相連，故將N型插孔端面做為阻抗變換段的起始面。完成上述工作后可著手建立ANSOFT HFSS三維仿真模型（如圖4）。

圖4　在Ansoft HFSS中建立的三維仿真模型

模型建好后進行材質的設定：銅合金鍍銀的內導體材質可設為copper，絕緣支撐設為Teflon，其它部分本來應設為空氣，但為了優化的方便，將其設為真空，這對結果的影響非常小，可以忽略不計。

下一步是端口設置：將兩端連接器界面設置成50Ω端口。然后就可以設置求解條件：點頻1.6GHz，10次迭代，最大誤差0.01；Fast掃頻方式、0.6－2.6GHz，分為50份。下面就可以開始進行初步求解了。計算后選擇顯示電壓駐波比，則可得到圖5a中顯示的曲線。

圖5a　Ansoft模擬電壓駐波比曲線 

3.3　參數的設置及優化

為了做便于進行優化，要在模型中引入參數。分析上圖曲線，和我們所需要的結果比較接近，帶寬已經足夠，但頻帶有些上移，中心低點沒有完全形成。雖然0.9－2.6GHz時電壓駐波比小于1.2，但中心峰值已接近1.2，有些過高，其主要因素就是Z1a和Z1b段的過渡。Z1處1/4波長金屬支撐已經是較細了，再細會影響到電流處理能力，所以可以調節的只有Z1b和Z2了。將Z2段內導體外半徑設為可變參數SizeR1，范圍3.9－4.0，每步0.05mm；將Z1b段外導體內徑設為可變參數SizeR2，范圍7.8－8.1，每步0.05mm；將Z1b段的長度設為SizeL，范圍32－40，每步0.5mm。設置顯示參數然后優化，優化后的曲線如下圖所示：

圖5b　Ansoft模擬優化后的電壓駐波比曲線

 

圖6　最終產品結構圖

 3.4　模型的轉化

將優化計算得到的數據用于產品的設計當中，根據生產工藝能力狀況對內、外導體進行合理拆分，并考慮1/4波長金屬支撐部分接地的可靠性和保留一定的調節量，得到最終設計結果（如圖6所示）。

樣品生產后經測試發現實際通頻帶略有偏移，且帶寬不足：中心頻率約為1.55GHz，通頻帶為0.78-2.36GHz。通過將D1b尺寸加大0.2mm，并對1/4波長金屬支撐接地端螺母進行調整，以改變L1b的長度，使整體性能達到了要求：0.80-2.40GHz電壓駐波比小于1.20。駐波測試曲線如圖7所示。

圖7　寬帶防雷器樣品測試曲線（2.4GHz時駐波比為1.13）

4　時域分析優化設計法

射頻同軸連接器的時域分析優化設計法是指通過時域測量分析的方法對設計樣品進行測試驗證，找出設計缺陷，并進一步進行設計優化，以提高連接器電性能的方法。

仿真優化設計技術是基于按傳統設計理論建立的原始模型、在樣品生產之前進行的設計優化工作，按其結果設計生產出樣品后，要對樣品進行測試驗證，看其是否達到設計輸入的要求。頻域測量能給出被測連接器及電纜組件關于頻率的綜合特性，如電壓駐波比、插入損耗等，這對判斷樣品是否符合設計輸入要求是非常重要的。但當需要對射頻同軸連接器或電纜組件進行診斷，需要判斷或分離出集中反射點或阻抗的不連續段時，頻域測量就無能為力了。而這些方面卻正是時域測量所擅長的。

4.1　時域測量簡介

時域測量的方法一般有直接測量和間接測量兩種方法。直接測量是在脈沖激勵下測量被測件的響應，從響應中直接獲取需要的電參數。只要脈沖前沿上升時間足夠短（如15PS以內）、接收機頻帶足夠寬，直接測量法可提供很高的分辨率，常見的儀器配置為取樣頻率較高的取樣示波器加射頻分析模塊和射頻探頭。

間接法測量是在掃頻連續波激勵下，先測被測件的頻率響應，再把此響應利用傅里葉反變換轉換到時域中。目前多數的矢量網絡分析儀增加時域模塊后都可具有間接時域分析功能，如HP8510，Wiltron的360系列、373系列等。矢量網絡分析儀是射頻同軸連接器生產廠家必備測試設備，這里就介紹一下利用Wiltron的37347A型矢量網絡分析儀進行時域分析，對連接器進行設計優化的方法。

時域測量有兩種工作模式。一種是低通（LOWPASS）模式；另一種是帶通（BANDPASS）模式。低通模式可提供較高的分辨率；帶通模式則便于去除掉不需要的響應和干擾。

低通模式常被用來模擬傳統時域反射計測量，提供的信息可斷定不連續點或中斷的位置和類型（電阻、電容、電感），而這些正是射頻同軸連接器設計優化過程中最有價值的信息。低通模式又有兩種激勵方式：階躍激勵（STOP）和脈沖激勵（IMPULSE），其響應曲線的含義不同：

低通階躍激勵S11實部　　　　               　　　　　低通脈沖激勵S11實部

圖8　低通法兩種激勵模式響應曲線的含義

對無源器件進行時域分析時，低通模式一般進行的是反射測量，即單端口測量，儀器與被測件的連接如圖9（a）所示。測量中水平軸響應是雙向傳輸時間的間斷點，光標表示雙向時間和沿著軌跡的電長度。垂直軸響應經傅立葉反變換后僅有實數部分，它表示的是反射信號電壓。由圖8的兩組曲線可以看出，在進行連接器時域測量分析中，低通階躍激勵的實部可以提供更為直觀的不連續點的特性信息，便于對響應進行分析，是我們進行射頻同軸連接器優化設計過程中最常用到的時域測試方法，它同時還可以進行電纜組件的缺陷定位。

ａ、時域反射測量連接圖　　　　　　　　                     　ｂ、時域傳輸測量連接圖

圖9　時域反射測量和時域傳輸測量連接圖

帶通模式也有兩種激勵方式：脈沖激勵（IMPULSE）和矢量脈沖激勵（PHASOR－IMPULSE）。脈沖激勵模式的垂直軸的顯示值取決于所選的格式，其默認的格式是以dB為單位的回波損耗值。這種方式常被用于功分器、濾波器的測量及電纜組件的DTF (Distance to Fault) 測試。帶通模式在測量頻率范圍上沒有限制，因此可針對電纜組件使用頻帶對其進行測量分析。在頻域測量中，相對反射系數的波紋是由每個接頭處的反射相互干涉引起的，因此DTF測試不僅用于缺陷定位，還常作為一種連接器與電纜裝接質量與匹配情況的綜合評測方法，例如國外某通信設備制造商要求7/16射頻同軸連接器與1/2波紋纜組成的跳線在上限頻率為2GHz的DTF測試中兩接頭位置的回波損耗值應小于－38dB。

帶通矢量脈沖激勵模式中，響應曲線含義如下圖：

圖10　帶通矢量脈沖激勵（PHASOR－IMPULSE）響應曲線的含義

以上幾種模式各不相同，我們可以根據不同的測試需要求選擇。如果要進一步進行更精確的分析，矢量網絡分析儀還提供了窗口和門控功能。窗口功能在隔離和識別單個響應的時域測量中非常有用，而門控功能可以靈活地選擇去除不需要的間斷點的響應，在傳輸測量中可以去掉多傳輸路徑的干擾。

4.2　測量步驟和測試曲線的分析

我們以圖11所示連接器為例，用戶要求由該連接器與電纜組成的雙頭電纜組件頻率在6－10GHz時電壓駐波比不大于1.20，由于電纜是多層復合屏蔽結構外導體，介質及外皮為聚四氟乙烯絕緣材料，故采用焊接結構可以得到較好的電性能指標。但按常規經驗公式計算并完成設計后，組裝多根200 mm雙頭電纜組件后進行測試，結果一致性很好，但不能滿足用戶要求。

測試曲線如圖12，測試頻段設為6-10GHz，9.88 GHz時電壓駐波比為1.254，遠遠超過要求指標。曲線中峰-峰間頻率差約為0.45 GHz，電纜介質相對介電常數1.44，則可推算出反射點的間距約為：
(3×10⁸/0.45×10⁹) ×1.44^1/2=200(mm)

這與電纜組件長度基本相同，說明相互疊加的反射主要來自于兩接頭處；從整個曲線的趨勢來看在每個連接器處應至少有兩個集中反射點存在。

圖11  SMA焊接式射頻同軸連接器

圖12 優化前電壓駐波比曲線

將儀器按照反射測量法低通階躍激勵模式進行時域校準，并接入待測件進行時域測量分析。由于連接器中存在兩種不同材料，測量時將相對介電常數設為1以便于計算，則可得到圖13的測量曲線。

圖13　SMA連接器時域測量曲線

采用短路法找出連接器的基準面“點1”，并將其它幾個標記點放在波峰與波谷的位置，其中第6點處為電纜部位。由圖13中的曲線可知，由于電纜相對介電常數為1.44，而我們設定的介電常數為1，所以電纜組件的實際電長度大于200mm空氣線的電長度，所以在200mm處并沒有出現第二只連接器的曲線。

對圖中曲線進行分析可知：點6所在的電纜部分阻抗均勻性較好，阻抗值偏低（49Ω左右），而連接器部分阻抗變化較大；在2、4兩點有感性不連續點，而處于焊接位置的5點由于焊接原因出現一容性不連續點。確定不連續點的位置可知，2點處于基準面到A點之間的絕緣子部位，3點處于A點附近，4點位于B點附近，而5點位于C和D之間。根據以上信息對連接器進行分析，發現前絕緣子部分外導體內徑尺寸偏大，而絕緣子與內外導體之間均有較大的配合間隙，造成該部位阻抗偏大；而連接器焊接后由于后絕緣介質片對內導體的支撐強度較小，內導體焊接以后普遍有后縮現象，造成B點臺階處錯位補償過量（高阻段變長），使該點呈感性，也使得C和D之間的后絕緣介質部位因內導體后移而導致該補償不足，使得該部位呈容性。

根據以上分析，對相關尺寸進行調整，連接器性能大有改善，小批量試裝后測試，電壓駐波比小于1.15，滿足了用戶要求。

4.3　影響測試分析精度的一些因素

在對射頻同軸連接器作時域測量分析時我們希望所取得的響應曲線是準確的，并且盡可能分辯出相鄰很近的不連續點的響應特性；在對較長的電纜組件作缺陷定位時我們要去除掉響應的重復疊加，保證測量的準確性。這就要求掌握時域測量中常用到的兩個參數：響應分辨率和無混淆距離。

4.3.1無混淆距離R

由于矢量網絡分析儀在頻域中的取樣有周期性間隔，這就導致了時域響應的周期性，因而限制了最大測量距離。設定Δf為相鄰采樣點的頻率間隔，N為掃頻帶寬中采樣點的數量，f_stop為掃頻終止頻率，f_start為掃頻起始頻率，f_span為掃頻寬度，則有：
　　f_span＝f_stop－f_start
　　R＝1/Δf＝3 X 10⁸ X (N-1)/ f_span 
在反射法測量時，無混淆距離為R/2。例如：f_span＝20GH，N＝401點時，最大測量距離為R＝6ｍ，對于反射測量來說無混淆距離為3ｍ；f_span＝1GH，N＝201點時，最大測量距離為R＝60ｍ，對于反射測量來說無混淆距離為30ｍ。

由上式可見，提高R的方法是增加采樣點數N和減小f_span，但減小f_span會降低響應的分辨率。

4.3.2　響應分辨率ΔR_S

響應分辨率是能分辨兩個相鄰響應的最小距離。對于兩個幅度相等的響應，ΔR_S等于響應值50%的脈沖寬度。其表達式為：
ΔR_S＝0.6/f_span
例如：＝20GHz時，ΔR_S＝0.03ｍ，對于反射測量則可分辨距離為0.015ｍ的不連續點的時域響應。

由上式可知，提高響應分辨率的有效方法是提高掃頻寬度。另外利用窗口功能可以提高時域測量的動態范圍，選擇最小的窗口可以有效縮短階躍上升時間，可成倍提高響應分辨率。

5  結束語

2004年有三家國際著名連接器制造商的技術總監來筆者所在公司進行過技術交流，關于射頻同軸連接器設計及優化方法問題筆者向他們做了問詢和了解，答案是一致的，那就是三維電磁仿真模擬和時域測量分析的方法在這些公司已得到非常普遍的應用，是產品研發過程不可缺少的步驟。但在我們國內真正將其運用到射頻同軸連接器及電纜組件設計優化過程的單位還是非常的少。本文對三維電磁仿真模擬和時域測量分析的方法進行了簡單的介紹，希望能對從事連接器生產設計的工程技術人員有所幫助。由于專業所限，不足之處在所難免，希望批評指正。

作者：西安富士達科技股份有限公司　武向文

參考文獻
1、微波工程手冊　　
2、天線工程手冊　　林昌祿　聶在平　　電子工業出版社　2002年6月
3、同軸式TEM模通用無源器件　鄭兆翁　人民郵電出版社　1983年4月