一、引言

射頻連接器是無線電電子設備和儀表中必不可少甚至是關鍵的電子元件。電壓駐波比是射頻連接器的一項極重要的電氣參數。

隨著科學技術的進步，對射頻連接器電壓駐波比提出了越來越高的要求。許多連接器專家為此竭盡努力，取得了顯著的進展。到了七十年代中后期，射頻連接器的發展在國際上達到鼎盛時期，其主要標志是相繼研制出21mm、14mm、7mm和3.5mm精密同軸連接器和各種精密轉接器，工程用射頻連接器的電壓駐波比性能也有顯著提高，掃頻測量取代了點頻測量，并且出現了時域測量技術。在國內，隨著微波通信技術和測量方法的進步，分米波電視的發展，對連接器電壓駐波比的要求也越來越高，如要求研制工作在0～18GHz駐波比小于1.30的SMA連接器、0～18GHz駐波比小于1.40的連接器電纜組件、0～1GHz駐波比小于1.05的分米波連接器以及駐波比小于1.02的各種精密轉接器。研制工作到40GHz駐波比小于1.50的毫米波連接器也提到議事日程上，本研究的目的在于為研制寬頻帶低駐波比射頻連接器提供設計依據。

二、影響射頻連接器駐波比的主要因素

反射系數主要與傳輸線的阻抗均勻性有關。簡單地說，在連接器內，凡阻抗偏離標稱特性阻抗值的地方，都會引起反射。

射頻連接器實質上是一段帶有連接機構、電纜夾緊裝置和其他裝置的非均勻同軸線。以直式連接器為例，與均勻同軸線相比，它有三處明顯的不均勻：絕緣支撐區域、導體尺寸過渡區域和連接器到電纜的結合部。在這些地方，都存在著導體直徑尺寸或導體形狀的變化，因而出現了不連續電容，引起反射。還有一些引起反射的其他因素，例如導體連接間隙、導體直徑尺寸偏差、內外導體偏心率、接觸件上的槽縫、介質介電常數偏差和導體表面粗糙度等等。但上述三處卻是連接器內部的三大反射源，只要把它們引起的反射降低到可以容許的程度，其他的就不難解決了。

三、降低射頻連接器駐波比的途徑

1. 最佳絕緣支撐的設計

射頻連接器幾乎都有絕緣支撐，支撐的結構型式很多，最普遍采用的有如圖1所示的兩種。由于支撐的介入，勢必發生導體直徑尺寸的階梯突變，破壞了傳輸線的均勻性。從理論分析可知[1]，同軸線導體直徑尺寸的突變，等效于在突變截面上并聯一個不連續電容，這個電容可按參考資料[2]提供的公式精確計算。為消除不連續電容引起的反射，必須采取補償措施，其方法有兩種：一種是高抗補償（圖1a），另一種是共面補償（圖1b）。
 
（a）
 
（b）

圖1

如何計算如圖1所示的導體直徑同時反向突變引起的不連續電容呢？國外資料曾經報道過兩種不同的計算方法。第一種方法認為總不連續電容等于內外導體突變的兩種最壞組合所形成的單臺階不連續電容之和[3]，即

 （1）

第二種方法假定，在導體突變區域的內外導體之間存在著一個理想等位圓柱面，其直徑可按下式計算[4]：

（2）

總不連續電容等于由這個等位圓柱面和突變內外導體分別組成的兩個單臺階突變所形成的不連續電容的串聯，即

（3）

兩種計算方法得出截然不同的結果。圖2是以L27型連接器絕緣子為例計算出的曲線。可以看出，第一種結果表明總不連續電容隨外導體外削深度百分比而變化（曲線1）。當外導體外削深度為完全外削（內導體無內削）深度的20%左右時，總不連續電容最小。而第二種結果卻表明總不連續電容幾乎與外導體外削深度無關（曲線2）。

根據自己的研究和試驗，我們認為后一種計算方法比較合乎實際，與試驗結果頗接近。按此方法設計出的連接器大多能獲得滿意的結果，由此看來，設計絕緣支撐時，未必要遵循外導體外削深度應控制在完全外削深度的20%左右的原則。

圖2

可以用提高介質區域特性阻抗即增大電感的方法來補償不連續電容。這種方法稱高抗
補償。介質區域的最佳阻抗值可按下式確定[5]：

（4）

式中ω=2πf0，f0是設計中心頻率，θ=，ε是介質相對介電常數，λ0是真空波長，是絕緣子寬度。Z1值可用逐次逼近法求得。顯然，當工作頻率偏離f0時，補償是不充分或過量的，因而將有殘余反射。僅當頻帶不寬或駐波比要求不很苛刻時才采用高抗補償方法。

為了獲得寬頻帶低駐波比性能，應當采用圖1b所示的共面補償絕緣子。共面補償方法是使介質區域內的阻抗等于標稱特性阻抗，通過去除介質端面的部分介質以提高電感來就地補償不連續電容。介質凹槽深度δ可按下式計算：

（5）

式中ε是介質凹槽區域的等效介電常數。必須指出，在計算總不連續電容時，必須考慮臨近效應的影響和頻率的變化而加以修正。

2. 導體直徑尺寸過渡段的最佳設計

在轉接器或電纜連接器中，由于接口尺寸的差別，也不可避免地存在著導體截面尺寸由小變大或由大變小的過渡。為了把過渡段不連續電容引起的反射減至最小，通常有三種過渡方式：直角過渡、錐形過渡和拋物線過渡。后兩種過渡方式由于加工復雜，精度難以保證而越來越少被采用。相反，由于加工方便，精度容易控制，在現行的連接器（包括精密型）中幾乎都采用如圖3所示的直角過渡型式。這種過渡的原理是通過錯開內外導體直徑突變的截面提高電感，補償電容，使電路呈中性。這也是高抗補償。

圖3

錯開距離a的數值如何精確計算？目前尚未查到嚴格推導的理論計算公式。人們普遍采用下列的經驗公式：
（6）
K=3.09（對于50Ω空氣線）或3.04（對于75Ω空氣線）。當時，
（7）

對于各種不同的過渡尺寸，K=3.09是否都是最佳值？適用頻率范圍達多少？這是本研究的又一重要內容。利用高精度駐波電橋和精密終端負載，取D=7，改變D1和a，對五種不同過渡比的轉接器進行駐波比測試。盡管試驗是初步的，但其結果頗能說明問題：

（1）取K=3.09，在FD1＜4GHz·cm的范圍內，駐波比可小于1.05。這個經典結論無疑是正確的。
（2）對于不同的過渡比，K=3.09只是折衷值，未必都是最優值。K即a的數值對駐波比影響是極為敏感的。
（3）當K的數值最優時，對于同一給定的駐波比界限，可使工作頻率范圍大大拓寬，遠遠超過4GHz·cm。

因此，必須通過精心試驗找出K的最優值并對過渡尺寸a嚴格控制，才能試制出寬頻帶低駐波比的連接器或轉接器。

3. 連接器與電纜結合部的設計考慮

在連接器與電纜的結合部，通常也存在著導體直徑尺寸突變的情況。此外，對于配接廣播電視系統和微波工程中廣泛使用的皺紋管電纜的連接器來說，還存在著導體形狀的變化問題，即由光滑導體變為螺旋或圓環皺紋管狀導體。這是這類連接器的特殊問題。如何計算皺紋管導體的有效直徑？通常有兩種算法，一種取算術平均值，另一種取幾何平均值。哪一種準確？本研究為此進行了一些試驗，結果表明，電纜皺紋管內導體的等效外徑比其算術平均值大5～7%，而皺紋管外導體的等效內徑比其算術平均值小2～3%。

為了獲得最佳的駐波比性能，應使連接器和電纜的導體直徑尺寸盡量接近。對于不可避免的導體直徑突變，可按前述方法給予補償。傳輸線導體形狀由光滑變成皺紋時會不會引起附加的不連續電容？這個問題有待進一步研究。

4. 內導體連接間隙的控制

在射頻連接器轉接器中，導體的連接間隙是無法削除的。為不損壞連接器，降低成本，通常的設計是保證外導體連接間隙為0，允許內導體上存在一個連接間隙。這個間隙會引起附加反射，其容許值取決于駐波比性能要求。

理論分析計算和試驗結果表明[6]，對于L16型同軸連接器，0.5mm的內導體連接間隙在10GHz時可能引起1.09的駐波比，在17GHz時可能引起1.15的駐波比。這是不容忽視的數值。可見為了在10GHz以上獲得低駐波比性能，必須嚴格控制連接器或轉接器的內外導體軸向尺寸公差。

5. 導體尺寸公差和介電常數偏差的影響

導體尺寸公差和介質相對介電常數的偏差都會引起連接器特性阻抗偏差。對于50Ω空氣線：

（8）

對于50Ω的介質線，

（9）

以IF45型分米波連接器為例，設內導體尺寸公差為±0.05，外導體尺寸公差為±0.1，△ε=±0.1，則空氣段的阻抗偏差為±0.65Ω，介質段的阻抗偏差為±1.66Ω，由此引起的電壓駐波比分別為1.013和1.033。可見，為了獲得低駐波比，必須適當控制導體尺寸公差精度，尤其要注意介質相對介電常數的設計值與實際值的良好吻合。

四、設計寬頻帶低駐波比連接器的基本原則

設計寬頻帶低駐波比連接器必須遵循以下三個基本原則[3]：

1. 不要企求用提高或降低一段傳輸線的特性阻抗來補償導體直徑突變、導體槽縫或間隙等引起的不連續電容。為了獲得最佳的寬帶性能，通常應使連接器的每一長度單元上盡可能保持一致的特性阻抗。

2. 應首先使未被補償的不連續電容減至最小，然后，對于每一個不可避免的不連續電容采取單獨的共面或高抗補償，并通過分離試驗力求獲得最佳效果。

3. 應通過結構設計或表面處理把機械公差、磨損和介質材料對駐波比的影響減至最小。
這三個原則有時會有矛盾，只能根據需要和可能折衷考慮。

五、結束語

研制低駐波比特別是精密型同軸連接器是一件很艱巨的工作，必須靈活應用原則，不斷進行科學試驗方能奏效。就駐波比研究本身來說，也還有大量的工作（包括測試方法的研究）可做。愿本文的發表能對這項工作起到促進作用。

作者：陳天化 蕢行方 陳榴琴

參考文獻

[1] 同軸線中的不連續性
Proc  IRE  32  No  11  P695～709  1944
[2] 同軸線階梯電容的計算
IEEE  Trans  Vol  MTT-15  No.1  P48-53 1967
[3] 研制精密同軸標準和元件的一些基本設計原則
IEEE  Trans  Vol  MTT-14  No.1  1966.1