低噪聲放大器(low noise amplifier，LNA)是射頻接收機前端的重要組成部分。它的主要作用是放大接收到的微弱信號，足夠高的增益克服后續各級(如混頻器)的噪聲，并盡可能少地降低附加噪聲的干擾。LNA一般通過傳輸線直接和天線或天線濾波器相連，由于處于接收機的最前端，其抑制噪聲的能力直接關系到整個接收系統的性能。因此LNA的指標越來越嚴格，不僅要求有足夠小的低噪聲系數，還要求足夠高的功率增益，較寬的帶寬，在接收帶寬內功率增益平坦度好。該設計利用微波設計領域的ADS軟件，結合低噪聲放大器設計理論，利用S參數設計出結構簡單緊湊，性能指標好的低噪聲放大器。

　　1 設計指標

　　下面提出所設計的寬帶低噪聲放大器需要考慮的指標：

　　(1)工作頻帶：10～13 GHz。工作頻帶僅是指功率增益滿足平坦度要求的頻帶范圍，而且還要在全頻帶內使噪聲系數滿足要求。

　　(2)噪聲系數：FN<1．8 dB。FN表示輸入信噪比與輸出信噪比的比值，在理想情況下放大器不引入噪聲，輸入／輸出信噪比相等，FN=O dB。較低的FN可以通過輸入匹配到最佳噪聲匹配點和調整晶體管的靜態工作點獲得。由于是寬帶放大器，難以獲得較低的噪聲系數，這就決定了系統的噪聲系數會比較高。

　　(3)增益為25．4 dB。LNA應該有足夠高的增益，這樣可以抑制后面各級對系統噪聲系數的影響，但其增益不宜太大；避免后面的混頻器產生非線性失真。

　　(4)增益平坦度為O．3 dB。指工作頻帶內增益的起伏，低噪放大器應該保持一個較為平坦的增益水平。由于是寬帶放大器，使得增益平坦度比較小，應該在高頻段匹配電路，使頻帶低端失配，從而改善放大器的增益平坦度。

　　(5)輸入／輸出匹配。為了滿足良好的噪聲性能，輸入端口通常失配。此時，增益將下降，端口駐波比性能變差。此外，由于微波晶體管自身增益大約是以每倍頻程下降6 dB，為了獲得工作頻帶內良好的增益平坦度，也要犧牲一定的端口駐波性能。

　　(6)穩定度。它是保證放大器正常工作的基本條件。當放大器的輸入端和輸出端的反射系數模都小于1(即|Γ1|<1，|Γ2|<1)時，不論源阻抗和負載阻抗如何，網絡都是穩定的，稱為絕對穩定；反之，則稱為相對穩定。對條件穩定的放大器，其負載阻抗和源阻抗不能任意選擇，而是有一定的范圍，否則放大器不能穩定工作。

　　根據以上的論述，該設計的重點是保證在較寬帶寬內噪聲系數低和增益平坦。為保證上述設計指標的實現，采用了兩級級聯的設計方案：第一級根據噪聲最小設計輸入匹配電路獲取優良噪聲系數；第二級根據功率最大準則設計輸出匹配電路以獲取最大的放大增益。設計LNA一般選擇砷化鎵場效應晶體管(GaAsFET)，其優點是頻率高，噪聲低，開關速度快以及低溫性能好。本文即是選用NEC公司的砷化鎵異質結場效應晶體管NE3210S01。

　　2 設計方案

　　2．1 穩定性分析

　　放大器穩定性的判定條件如下：

　　式中：△=S11S12-S12S21；K為穩定因子。當同時滿足上面3個條件時，放大器絕對穩定。

　　根據NE3210S01的S參數模型，通過軟件仿真計算，該放大器在全頻帶內并非絕對穩定。在漏極串聯電阻能夠有效地改善穩定性并且不會增加設計的復雜度。設計中在第一級放大器漏極串聯1個10Ω的電阻，使放大器在全頻帶內保持絕對穩定，而對增益的影響卻很小。高頻段放大管都存在內部反饋，當反饋量達到一定強度時，將會引起放大器穩定性變壞而導致自激。因此，必須保證放大器的絕對穩定，若放大器不滿足絕對穩定條件時，需要采取一些措施來改善放大器的穩定性。主要方法有：源極串聯負反饋；漏極與柵極間并聯負反饋；漏極串聯電阻和漏極并聯電阻；插入鐵氧體隔離器。

　　2．2 輸入匹配電路

　　微波器件的二端口網絡方框圖如圖1所示。其中，Γ1，Γ2分別為輸入和輸出反射系數；Γs，ΓL分別為信源和負載的反射系數。

　　圖1中輸入匹配電路設計主要考慮放大器的噪聲系數，按照放大器的噪聲系數可表示為：

　　式中：FNmin是最佳噪聲系數；Γs是信源反射系數，Γopt是最佳信源反射系數；RN是等效噪聲電阻。當Γs=Γopt時可以得到最小的噪聲系數FNmin。但是是通過輸入端的失配達到電抗性器件之間噪聲相消，所以一般情況下輸入駐波比比較大，也會降低放大器的增益，需要綜合考慮噪聲系數與輸入駐波比之間的取舍。

　　匹配電路的形式選擇微帶阻抗變換型匹配法，該匹配法在形式上相當與若干條微帶線相互串聯而成。在匹配過程中，可以先用史密斯圓圖得到合適的LC型匹配電路，再通過ADS附帶的微帶線計算工具解出等效微帶線型的電路形式。該匹配方式的優點在于高頻段可以大大減少尺寸，與分支線匹配相比電路尺寸會比較緊湊，并且適合構造寬帶匹配。可以適當的增加串聯微帶線的數量，以保證在寬帶條件下達到比較好的增益平坦度。

　　2．3 級間匹配電路

　　由于采用兩級級聯的設計方式，所以合理的級間匹配電路會對電路整體性能產生重要的影響。級間電路的目的是使后級微波管輸入阻抗與前級微波管輸出阻抗共軛匹配，以獲得最大增益，同時兼顧輸出平坦度的要求。級間電路共使用了4節微帶線，增加的尺寸參數改善了輸出平坦度。兩級之間需要加隔直電容，但是由于隔直電容很難在X波段保持良好的特性，電路中用λ／4耦合微帶線代替。取耦合線寬為0．2mm，耦合間隙為0．1 mm，在很寬的頻帶內隔直效果好且傳輸損耗小。

　　2．4 輸出匹配電路

　　根據圖1所示，第二級二端口網絡的輸入匹配電路其實是級間匹配電路，根據功率增益最大準則設計輸出匹配電路，采用共軛匹配方式，要求此時級間電路的輸出阻抗與后級微波管輸入阻抗共軛匹配，后級微波管輸出阻抗與輸出匹配電路的輸入阻抗共軛匹配。放大器具有最大功率增益和最佳的端口駐波比性能。當信源和負載都為50 Ω時，放大器的實際功率增益為：

　　2．5 偏置電路設計

　　由于噪聲系數與晶體管的靜態工作點有密切的關系，所以必須選擇合適的偏置電路，才能讓放大器工作在最佳狀態下。該電路采用雙電源供電，所謂雙電源是指漏極正電壓和源級負電壓分別用正壓和負壓兩個電源供電。在初步的電路設計中，可以根據器件的S參數模型提供的偏置條件，用串聯分壓電阻將放大器的靜態工作點設置為VD=2 V，IDS=10 mA。饋電方式選擇λ／4高阻微帶線端接70°的扇形線，λ／4高阻微帶線以遏制交流信號對直流電源的影響，扇形線對高頻短路，又相當于電容，可以濾除電源噪聲，尤其適合寬頻帶的設計。當在低頻段時，引入衰減，把增益的尖峰消除，改善增益平坦度。在以后的調節優化過程中，可以適當改變分壓電阻，以追求更好的整機性能。

　　3 仿真與優化

　　首先要在ADS中定義介質參數，本文選用Rogers4003介質板，在進行ADS仿真時需要設置介電常數εr=3．38和介質板厚度h=0．5 mm。

　　其次要建立晶體管芯的模型，模型的形式有兩種，一種是SP模型：屬于小信號線性模型，模型中已經帶有了確定的直流工作點，和在一定范圍內的S參數，仿真時要注意適用范圍。該模型只能得到初步的結果，對于某些應用來說已經足夠，不能用來做大信號的仿真，或者直流饋電電路的設計，不能直接生成版圖。另一種是晶體管的SPice電路參數模型，一般由芯片公司提供，可以在ADS中安裝NEC公司提供的Design Kit，該工具包集成了NEC系列低噪聲放大器的FET，JBJT，HJ-FET，選擇FET中的NE3210S01。由于Design Kit中的元器件是已經封裝好的晶體管，其仿真的結果要比使用S參數模型的晶體管模型要可靠。很多時候，在對封裝模型進行仿真設計前，通過預先對SP模型進行仿真，可以獲得電路的大概指標。

　　考慮過孔寄生效應，在高頻段對電路的仿真效果影響較大，所以晶體管源級與地之間加入接地過孔。在微帶線連接處用階梯變換接頭或T型接頭進行連接，從而獲得更精確的仿真模型。在輸入和輸出的最前段，采用標準的50 Ω傳輸線與λ／4耦合微帶線相連。

　　上述的仿真都是在f=12 GHz單頻點內仿真得到的微帶線的大致尺寸，為了能夠使得電路在3 GHz的帶寬下依然保持優良的性能，就必須要對電路實施優化。在優化前可以先用調諧工具手動調整各元件參數，觀察哪些參數對電路的性能比較敏感，在優化時應當優先考慮調節。

　　常用的優化方式分為隨機優化(random)和梯度優化(gradient)，隨機法通常用于大范圍搜索，梯度法則用于局域收斂。優化時可設定少量的可變參數，對放大器的各個指標分步驟進行優化，先用100～200步的隨機法進行優化，后用20～30步的梯度法進行優化，一般可達最優結果。

　　最后再整體仿真，看是否滿足到指標要求。若優化結果達不到要求，一般需要重設參數的優化范圍、優化目標或考慮改變電路的拓撲結構，然后重新進行仿真優化。在仿真中要考慮到實際微帶線加工的精度和最小尺寸，按照加工精度，有些線條太細是不能實現的，另外追求小數點后面的多位精確也是無實際意義的。一般微帶線線寬不應該小于0．2 mm，保留小數點后2位即可(單位：mm)。

　　經過反復的優化仿真，最終的參數滿足了所提出的設計指標：在10～13 GHz頻帶內，噪聲系數：小于1．8 dB，增益為25．4 dB±0．3 dB，輸出駐波小于1．6，輸入駐波小于2。ADS優化后的各個參數指標如圖2、圖3所示。

　　4 版圖設計

　　利用AutoCAD將優化后的最終結果繪制成版圖，注意要在匹配微帶線加入隔離小島，以便以后的調試，可以適當地更改微帶線的尺寸，獲得更好的性能。在電路的四周大面積附銅，并留下較密集的金屬化接地過孔，增強電路的接地性能。四個角處留有螺絲孔，可以將電路板固定在金屬屏蔽盒內。最終的版圖如圖4所示。