一、摘要

功分器全稱功率分配器，英文名Power divider，是一種將一路輸入信號能量分成兩路或多路輸出相等或不相等能量的器件，也可反過來將多路信號能量合成一路輸出，此時可也稱為合路器。一個功分器的輸出端口之間應保證一定的隔離度。功分器的主要技術參數(shù)有功率損耗（包括插入損耗、分配損耗和反射損耗）、各端口的電壓駐波比，功率分配端口間的隔離度、功率容量和頻帶寬度等。

二、設計目的和意義

三、設計原理

功分器全稱功率分配器，是一種將一路輸入信號能量分成兩路或多路輸出相等或不相等能量的器件，也可反過來將多路信號能量合成一路輸出，此時可也稱為合路器。一個功分器的輸出端口之間應保證一定的隔離度。功分器的主要技術參數(shù)有功率損耗（包括插入損耗、分配損耗和反射損耗）、各端口的電壓駐波比，功率分配端口間的隔離度、功率容量和頻帶寬度等。

功分器也叫過流分配器，分有源，無源兩種，可平均分配一路信號變?yōu)閹茁份敵觯话忝糠忠宦范加袔譫B的衰減，信號頻率不同，分配器不同衰減也不同，為了補償衰減，在其中加了放大器后做出了無源功分器。

功分器的功能是將一路輸入的衛(wèi)星中頻信號均等的分成幾路輸出，通常有二功分、四功分、六功分等等。功分器的工作頻率是950MHz－2150MHz，衛(wèi)視燒友想必對功分器是再熟悉不過了。以上三個器件的用途和性能是完全不同的，但在日常使用中往往容易把名稱混淆了，使得人們在使用中容易產(chǎn)生困惑.*接收系統(tǒng)中的多臺衛(wèi)星接收機，共用一面天線，幾面天線共用一臺衛(wèi)星接收機，以及兩臺以上衛(wèi)星接收機和兩面以上天線共用，它們之間的連接除了依靠電纜之外，主要是靠切換器的組合編程來實現(xiàn)的。

功分器是接多個衛(wèi)星接收機用的.如果一套天線要接多個衛(wèi)星接收機就要用功分器.根據(jù)所接接收機的多少選用功分器.如果接兩接收機就用二功分器.接四接收機就用四功分器。

功率分配器可以采用定向耦合器和分路器兩種方法實現(xiàn)。但定向耦合器的結構較復雜，其功率分配的比值又往往與頻率有關，無法滿足寬帶功率分配的要求。因此，在寬帶電路中，往往采用結構比較簡單，實現(xiàn)較容易，且?guī)捰州^寬的分路器來實現(xiàn)功率分配的功能。本次設計就是采用分路器的方法，一路輸入分為兩路輸出。和其他微帶電路元件一樣，分路器也有一定的頻率響應特性。當頻帶邊緣頻率之比f2/f1=1.44時，輸入駐波比∀<1.22，能基本滿足輸出兩口隔離度>20dB的指標要求。但當=2時，其各部分的指標開始下降，隔離度只有14.7dB，輸入駐波比也達到1.42.。為了進一步加寬工作帶寬，可以用多節(jié)的寬頻帶分功率分配器，即和其他一些寬頻帶器件一樣，可以增加節(jié)數(shù)，即增加#g/4線段和相應的隔離電阻R的數(shù)目。分析結果表明，即使節(jié)數(shù)增加不多，各指標會有較大的改善，工作頻帶也有較大的展寬。例如，當n=2，即二節(jié)的二等分分功率器，當f2/f1=2時，駐波比∀<1.11，隔離度>27dB。當n=4，f2/f1=4時，駐波比∀<1.10，隔離度>26dB。f2/f1=10時，駐波比∀<1.21，隔離度>19dB。N節(jié)寬頻帶二等分功分器的一般形式，如圖2所示。因為是二等分，所以上、下兩部分的電路參量相等，因此用奇、偶模分析法很方便。

功分器的技術指標包括頻率范圍、承受功率、主路到支路的分配損耗、輸入輸出間的插入損耗、支路端口間的隔離度、每個端口的電壓駐波比等。

1、頻率范圍。這是各種射頻/微波電路的工作前提，功分器的設計結構與工作頻率密切相關。必須首先明確分配器的工作頻率，才能進行下面的設計

2、承受功率。在大功分器/合成器中，電路元件所能承受的最大功率是核心指標，它決定了采用什么形式的傳輸線才能實現(xiàn)設計任務。一般地，傳輸線承受功率由小到大的次序是微帶線、帶狀線、同軸線、空氣帶狀線、空氣同軸線，要根據(jù)設計任務來選擇用何種線。

3、分配損耗。主路到支路的分配損耗實質上與功分器的功率分配比有關。如兩等分功分器的分配損耗是3dB，四等分功分器的分配損耗是6dB。理想分配損耗（dB）=10Log（1/N）N為功分器路數(shù)

4、插入損耗。輸入輸出間的插入損耗是由于傳輸線（如微帶線）的介質或導體不理想等因素，考慮輸入端的駐波比所帶來的損耗。

5、隔離度。支路端口間的隔離度是功分器的另一個重要指標。如果從每個支路端口輸入功率只能從主路端口輸出，而不應該從其他支路輸出，這就要求支路之間有足夠的隔離度。

6、駐波比。每個端口的電壓駐波比越小越好。

四、詳細設計步驟

設計原理：

傳輸線結構的功率分配器[如圖1(a)所示，輸入端口特性阻抗為Z0，兩段分支微帶線電長度為/4，特性阻抗特性阻抗為Z0，兩段分支微帶線電長度為/4，特性阻抗分別為Z02和Z03，終端分別接負載R2和R3。

首先做以下3條假設:

(1)Port1無反射
(2)Port2，3輸出電壓相等且同相;
(3)Port2，3輸出功率比值為任意指定值1/k2。

根據(jù)上面3條可得：

由傳輸線理論有:

設R2=kZ0，則Z02，Z03，R3的計算公式為:

取k=1，即得到3dB Wilkinson功分器的各參數(shù)值為:R2=R3=Z0，Z02=Z03=2Z0，為了增加隔離度在Port2，3之間添加了一個電阻R=2Z0，其結構如圖1(b)

所示。通過上述分析得到3dB Wilkinson功分器的所有元件的參數(shù)值，接著就可以進行設計了。

2、Wilkinson功分器的設計

本文使用Agilent公司的ADS軟件進行功分器的設計、仿真和優(yōu)化獲得參數(shù)性能較好的尺寸結構，通過Protel軟件畫出PCB圖并制作實驗板用于測試，最后制作的功分器結構如圖2所示。

圖1、傳輸線結構的功分器

圖2、功分器結構

(1）、Wilkinson功分器的指標參數(shù)：

描述3dB Wilkinson功分器的關鍵指標有3個
(1)Port1的回波損耗:
RL1=-20log|S11|
(2)Port1和Port2之間的耦合度:
CP12=-20log|S21|
(3)Port2和Port3之間的隔離度:
IL23=-20log|S23|

由對稱關系可知，端口1，3間的耦合度等于端口1，2間的耦合度。在理想情況下，中心頻率處的回波損耗和隔離度應該接近負無窮大，耦合度應該盡量接近3dB。本文設計的功分器工作在0.9~1.1GHz頻段，中心頻率1.0GHz，采用雙面敷銅的FR-4介質板，相對介電常數(shù)r=4.3，厚度h=1.5mm，要求通帶內(nèi)各端口反射系數(shù)小于-20dB，端口2和端口3之間的隔離度小于-20dB，端口1和端口2之間的耦合度小于3.5dB。

(2)、Wilkinson功分器的仿真與優(yōu)化

根據(jù)文獻[3]中傳輸線特性阻抗計算方法，可以得到特性阻抗為Z0=50的傳輸線寬度W13mm，Z02=Z03=70.7的傳輸線寬度W21.52mm，1/4的70.7傳輸線長度L41.28mm。得到上面這些初始值后就可以開始進行下一步的軟件仿真，在ADS的軟件環(huán)境中選取各種需要的微帶線工具，根據(jù)上面獲得的數(shù)據(jù)設置好各個元件的初值。將1/4的傳輸線長度L和他的寬度W2設置為變量，將S11，S21，S23作為優(yōu)化指標，然后不斷進行迭代運算和優(yōu)化，最后得到W2=1.8mm，L=42.35mm，仿真得到S11，S21，S23的值分別如圖3中的實線所示。

圖3、仿真圖

（3）、測試結果

功分器各性能指標的測量采用Agilent公司的E5071B網(wǎng)絡分析儀，測試時3個端口的其中之一接50匹配負載，S11，S21，S23的測試值與仿真值的比較如圖3所示，從測試結果可見，中心頻率有很小的偏移，S21產(chǎn)生一定誤差，這是由于實驗采用的雙面敷銅介質板本身功率損fr-4耗較大且實際介電常數(shù)有偏差的原因。其余各指標均達到設計目標，且測試與仿真值整體上吻合較好。

五、設計結果和分析

威爾金森設計向導S參數(shù)：

優(yōu)化后的S參數(shù)：

Ads設計向導設計不等分功分器原理圖：

微帶功分器原理圖：

設計微帶功分器的原理圖的S參數(shù)：

六、總結

實際應用中，常需要將某一輸出功率按一定的比例分配到各分支電路中，例如:在相控雷達系統(tǒng)中，要將發(fā)射機功率分配到各個發(fā)射單元中去;在GSM通信系統(tǒng)中，從鎖相環(huán)到接收、發(fā)射端，都需要用到功率分配器;RFID電路中，也需要將特定的功率均等地分配到不同的端口去;在微波毫米波系統(tǒng)中廣泛應用功率分配器將輸入功率分配到各個支路中，功分器作為一種低耗的無源器件已經(jīng)必不可少。將探討在射頻帶上實現(xiàn)等比功分器的方法，并用ADS軟件來實現(xiàn)微帶線形式功分器的設計和仿真。

七、體會

對于微帶功率分配器我們常用的是功率等分的功率分配器，有很多軟件對于功率分配器的仿真都是可以的，常用的有ESSOF，ADS，Microwave Office等，由于軟件仿真的結果是理想化的，所以插入損耗與實際的差別由于電阻接頭等引的誤差是不可避免的，一般情況是由實際材料等決定的。而對于各個端口的回波損耗及隔離度，ESSOF，Microwave Office的仿真結果很接近，與實驗結果相比較而言，一般仿真結果需要達到28dB實驗出來的才能達到21dB，但仿真結果超過28dB后實驗的結果變化并不大，這可能與電纜、接頭等的回波損耗有關系的。如果采用的是ADS，由于建模更接近真實，考慮到拐角等，一般情況下回波損耗及隔離度仿真結果與實驗結果相差3~4dB左右，也就是說仿真是24dB而實際只能做到21dB。

以上只是根據(jù)一些實驗情況總結出來的，而實際設計過程中要考慮到加工誤差、材料誤差等各種情況，根據(jù)實際情況進行分析。

八、參考文獻

[1]Reinhold Ludwig，Pavel Bretchko.射頻電路設計應用[M].王子宇，譯.北京:電子工業(yè)出版社，2002.
[2]劉學觀，郭輝萍.微波技術與天線[M].西安:西安電子科技大學出版社，2004.
[3]Kai Chang. RF and Microwave Wireless Systems[M].John.wiley & Sons，Inc，2000.