在設計無線發射機時，RF功率的測量和控制是一個關鍵的考慮因素。高功率RF放大器（HPA）極少在開環模式下工作，也就是說，送到天線口的功率不能以某種方式進行調節。但是，外部因素，如發送功率控制、網絡魯棒性、以及與其它無線網絡共存的要求，進一步凸顯了對發送功率嚴格控制的需求。除了這些外部要求以外，精確的RF功率控制可以提高頻譜性能，并且節省發射機功率放大器的成本和功耗。

為了調節發送功率，通常在出廠時需要對功率放大器的輸出功率進行某種形式的校準。根據復雜度和有效性，存在著多種校準算法。本文將集中討論如何實現典型的RF功率控制方案，并且將比較多種出廠校準算法的效果和效率。

集成功率控制的典型無線發射機

如圖1所示，這是一個典型的無線發射機框圖，集成了發射功率測量和控制功能。通過采用定向耦合器，HPA的一小部分信號被反饋到RF檢波器。在該情況中，耦合器的位置一般靠近于天線，位于雙工器和隔離器之后，因此在校準過程中需考慮與這些器件相關的功率損失。
定向耦合器的耦合系數的典型值為20 dB~30 dB，因此耦合器的反饋信號比送到天線口的信號低20 dB~30 dB。以該方式耦合信號功率將導致發射路徑中的功率損失，該插入損耗通常為零點幾dB。

圖1. 集成發射功率控制的典型RF功率放大器。集成的RF功率檢波器能夠提供關于正在發送的功率的當前水平的連續反饋信息。
外部RF功率計可以與RF功率檢波器結合使用，以對發射機進行校準。

在無線基礎設施應用中，最大發射功率的典型范圍是30 dBm~50 dBm（1W~100W），對于測量發射功率的RF檢波器而言，定向耦合器的信號仍然有些過強。因此在耦合器和RF檢波器之間通常需要進行信號衰減。

現代的對數響應RF檢波器（對數放大器）的功率檢測范圍約為30 dB~100 dB，并且輸出相對溫度和頻率的變化是穩定的。在大部分應用中，檢波器的輸出通過模數轉換器（ADC）轉化為數字量，使用非易失存儲器（EEPROM）中存儲的校準系數，從ADC獲得的數字量被轉換為發射功率的讀數。將此功率與設置功率電平進行比較，如果在設置功率和測得的功率之間存在任何差異，則應進行功率調節，這個調節可以在信號鏈中的多個位置進行，如調節基帶數據的幅度，調節可變增益放大器（在IF或RF端），或者改變HPA的增益。這樣，增益控制環路對其自身進行調節，并使發射功率保持在要求的范圍內。需要著重指出的是，VVA和HPA的增益控制傳遞函數常常是非線性的，因此，由給定增益調節獲得的實際增益變化是不確定的，所以需要一種控制環路，它能夠提供關于所執行的調節的反饋信息，以及對后繼重復操作過程的指導信息。

對出廠校準的需要
在我們剛剛描述的系統中，幾乎沒有任何元件能夠提供非常好的絕對增益精度特性。我們設想需要±1 dB的發射功率誤差。而器件的絕對增益，如HPA、可變電壓衰減器（VVA）、RF增益模塊、以及信號鏈路中的其它元件，這通常隨器件的不同而變化，致使發射功率的誤差明顯高于±1 dB。此外，隨著溫度和頻率的變化，信號鏈的增益也會進一步變化，因此，有必要連續地測量發射功率。
輸出功率校準可被定義為將外部參考源的精度傳遞到被校準的系統中。在執行校準時，通常需要斷開天線的連接，將其更換為外部測量參考源，如RF功率計，如圖1所示。這樣，我們能將外部功率計的精確精度傳遞到發射器的集成功率檢波器中。校準過程還需設定一個或多個功率電平，通過功率計獲取讀數，RF檢波器來獲取電壓，并且將這些信息存儲在非易失RAM（EEPROM）中。然后，將功率計移除，重新連接天線，發射器將能夠精確地調節自身的功率。當其它參數，如放大器的增益vs.溫度、發射頻率和輸出功率變化的關系的參數，（經校準的）的RF檢波器將用作具有絕對精度的內建功率計，它將確保發射機的發射功率維持在容限值范圍之內。

稍后，我們將詳細討論出廠校準程序。首先，我們將詳細討論典型的RF功率檢波器的特性。如我們所看到的， RF檢波器的線性度和穩定性相對系統的溫度和頻率的關系將強烈地影響校準程序的復雜度和可實現的校準后精度。

RF檢波器傳遞函數

圖2所示的是對數響應RF檢波器（對數放大器）的傳遞函數與溫度的關系。圖中標出三條曲線，即在25°C、+85°C和–40°C下輸出電壓相對輸入功率的關系曲線。在25°C下，檢波器的輸出電壓范圍約為1.8 V@-60 dBm~0.4 V@0 dBm。我們可以觀察到，傳遞函數曲線與上面的假想直線非常接近。該傳遞函數僅在極限情況下偏離該直線，我們還可以注意到，在-10 dBm和-5 dBm功率電平之間也呈現出非線性。

圖2. 具有溫度漂移的對數響應RF功率檢波器的傳遞函數（Vout vs. Pin），在該對數放大器的線性工作范圍內，
可以使用簡單的一階方程對此對數放大器的傳遞函數建模。

通過快速的計算，該檢波器的斜率約為–25 mV/dB，也就是說，輸入功率的1 dB的變化將導致輸出電壓的25 mV的變化。在動態范圍的線性部分，斜率是維持不變的，因此，盡管在-10 dBm附近可以觀察到略微的非線性，但是我們仍可以使用簡單的方程對該傳遞函數在25°C下的行為進行建模：
VOUT = 斜率 × (PIM – 截點)
其中截點是直線延長線與圖線的x軸相交的點。因此，可以使用簡單的一階方程對檢波器的傳遞函數建模。從校準的角度來看，由于允許在校準過程中通過利用和測量兩個不同的功率電平來建立檢波器的傳遞函數，因此這是極為有利的。

下面考慮該假想的檢波器隨溫度的變化特性。當輸入功率為-10dB時，我們注意到，室溫變為–40°C或+85°C時，輸出電壓的變化約為100 mV。通過我們之前對斜率（–25 mV/dB）的計算，這相當于測量到的功率變化了±4 dB，這在大部分實際系統中是不可接受的。事實上，我們需要一種檢波器，它的傳遞函數隨溫度的漂移非常小，這將確保在室溫下執行的校準程序在溫度變化時仍然有效， 這樣發射機就可以在室溫下進行出廠校準，并且避免了在高溫和低溫環境下反復執行昂貴和耗時的校準程序。

如果發射機是快速跳頻的，并且在一定頻帶內需要在多個頻點發射信號，那么我們還必須考慮檢波器的行為與頻率的關系。理想情況是，RF檢波器在定義頻帶內的響應應該比較穩定，這樣就可以在單個頻率下校準發射機，并且校準過的發射機在頻率變化時變化很小，能夠保證精度。

校準RF功率控制環路

圖3所示的是用于校準與圖1類似的發射機的流程圖。這個簡單便捷的2點校準程序適用于僅需要大致設定功率電平的情況（但是必須進行精確測量）。它的效果依賴于集成的RF檢波器，它相對溫度和頻率變化是穩定的，并且具有可預測的響應，可以使用簡單的方程對其建模。我們還必須確保發射機的工作功率范圍與RF檢波器的線性工作范圍匹配。

圖3. 簡單的2點校準程序可用于校準具有集成對數檢波器的發射機。

首先將功率計連接到天線，并且將輸出功率設定為接近最大功率。測量天線連接器處的功率，將其發送到發射機電路板上微控制器或數字信號處理器（DSP）。同時對RF檢波器的ADC采樣，并將其讀數提供給發射機的處理器。接下來，將發射機的輸出功率減少到接近最小功率，并且重復上述操作（通過RF檢波器的ADC來測量天線連接器處的功率）。 使用這四個讀數（低和高功率電平、低和高ADC數字量），可以計算斜率和截點（參看圖3），并且將計算結果存儲在非易失存儲器中。

如圖4所示，這是一個在校準之后精確設定發射機功率的流程圖。在這個例子中，我們的目標是使發射功率誤差小于或等于±0.5 dB。首先，根據最佳預定結果來設定輸出功率電平，接下來對檢波器的ADC采樣，從存儲器中讀取預先設定的斜率和截點信息，計算發射輸出功率電平。如果輸出功率不在PSET的±0.5 dB的范圍內，則使用可變電壓衰減器（VVA）使輸出功率增加或減少約0.5 dB。我們在這里使用“近似值”，是因為所采用VVA的傳遞函數可能是非線性的，然后，再重新測量發射功率，并且逐漸增加功率，直到誤差小于±0.5 dB。一旦功率電平處于該容限內，則在必要時（例如，如果信號鏈路中的元件的增益隨溫度的漂移很大）持續對其進行監測和調節。

圖4. 在已校準的發射機中，使用存儲的校準系數對發射功率進行持續測量和計算，在必要時調節功率。

校準后誤差
圖5a~d是相同的RF檢波器在不同的校準點以及不同數目的校準點所獲得的數據。圖5(a)所示的是ADI公司的AD8318檢波器在2.2 GHz下的傳遞函數，AD8318是一款寬動態范圍的RF對數檢波器，頻率高達8 GHz。在這個例子中，使用了2點校準程序（在-12 dBm和-52 dBm處）對檢波器執行校準。在完成校準后，我們可以繪制殘留測量誤差的曲線。應當注意，該誤差是非零的，這是因為對數放大器并非完美地符合理想的VOUT vs. PIN方程（VOUT=SLOPE*(PIN-INTERCEPT），即使是在線性區域內。然而，通過適當的調整，可以使校準點處的誤差等于零。

圖5. 校準點的選擇和數目對系統的準確性有極大的影響。

圖5(a)還包括在−40°C和+85°C下的輸出電壓的誤差曲線。這些誤差曲線是使用25°C的斜率和截點校準系數計算的。除非我們希望實現某種類型的基于溫度的校準程序，否則我們必須依賴于25C的校準系數，并且必須忍受該微小的殘留溫度漂移。

在許多應用中，理想的是，當HPA在最大功率下發射信號時仍具有較高的精度。這一點具有許多層面上的含義。首先，提出了在滿功率或額定功率下具有較高水平的精度的要求。然而，從系統設計的角度來看，也有利于提高額定功率下的精度。考慮被設計為發送+45 dBm（約30 W）的發射機，如果我們知道校準程序至多能夠提供±2 dB的精度，那么HPA電路（功率晶體管和散熱器）必須被設計為安全地發射高達+47 dBm或50 W的功率。顯而易見，這造成了成本和體積的浪費。作為替換方案，我們可以設計校準后精度為±0.5 dB的系統，這樣HPA僅需要安全地發送45.5 dBm或約36 W的功率，不會過多地增大體積。

通過改變執行校準的位置，在某些情況中我們通常可以改變可實現的精度。圖5(b)示出了與圖5(a)相同的測量數據。應當注意，在−10 dBm~−30 dBm的范圍內精度是非常高的。

在圖5(c)中，為了以犧牲線性度為代價來增加動態范圍而移動校準點。在該情況中，校準點是-4 dBm和-60 dBm。這些點位于器件的線性范圍的末端。再一次地，校準點處的誤差是0 dB@25°C。而且，在60 dB@25°C時，AD8318的誤差能保持在小于±1 dB的范圍內，并且在整個工作溫度范圍內，58dB動態范圍的誤差在±1 dB范圍內。該方法的缺點在于增加了總體測量誤差，特別增加了檢波器范圍的頂端處的誤差。

圖5(d)所示的是使用更加精密的多點算法獲得的校準后誤差。在該情況中，我們將多個輸出功率電平（在該實例中間距為6 dB）施加到發射機，并且在每個功率電平下測量檢波器的輸出電壓。我們用這些測量結果將傳遞函數拆分為多個部分，每部分具有自身的斜率和截點。該方法往往可以極大地減小由于檢波器非線性引起的誤差，使溫度漂移成為主要的誤差源。該方法的缺點在于，校準程序所需時間較長，并且需要使用較多的存儲器存儲多個斜率和截點校準系數。

結論

在需要準確的RF功率傳輸的應用中，通常需要某種形式的系統校準。現代基于IC的RF功率檢波器具有可預測的響應，并且隨溫度和頻率的變化是穩定的，可以極大的簡化系統校準程序，能夠提供0.5 dB或更優的系統精度。校準點的位置和數目對校準后精度有極大的影響。