溫度變化（-40 °C 至 +80°C）時電源電流的測量值與仿真值差異約為 3 mA（如圖 2 所示）。

圖 2. 溫度變化時補償后的測量電流與仿真電流的對比

噪聲系數 (NF) 和輸入匹配
噪聲系數和輸入回波損耗是 LNA 設計中的主要因素。共源共柵設計的第一級旨在獲得最佳的噪聲系數、輸出阻抗匹配和目標漏源電流 (Ids) 下的 P1dB。而緩沖級則是在不影響其它性能規格的前提下獲取最佳的 IP3 性能、輸出匹配和 P1dB。該拓撲結構通過源極反饋幾乎可以在所有阻抗下保持穩定（在添加級間網絡、輸出網絡、傳輸線路損耗和 SMT 元件寄生阻抗后，可以實現絕對穩定。請參閱“線性度”和“穩定性”部分）。圖3 顯示拓撲結構頻率變化時的增益和 NFmin 最小噪聲系 數）權衡。

圖 3. 頻率變化時的增益與 NFmin 權衡

圖 4 顯示 900 MHz 時共源共柵拓撲結構在史密斯圖中源極穩定區域內的噪聲系數常量圓、源級穩定性圓和可用的增益圓。

圖 4. 可用的增益和噪聲圓

考慮 SMT 元件的寄生效應和傳輸線路損耗，在 0.4 dB噪聲圓和 18 dB 增益圓內選中源阻抗點 Zs = 64 + j44Ω，作為噪聲、增益和輸入回波損耗匹配之間的權衡點。輸入匹配網絡由 C1、C2 和 L1 實現。C1 和 L1 選用高Q 元件以獲取最佳的噪聲系數。C1 還用于直流阻隔。有關仿真增益、輸入回波損耗和噪聲系數的信息，請參閱“仿真和測量結果比較”部分。

線性度 (OIP3) 和 P1 dB
帶內和帶外的輸入、輸出端接負載，將直接影響放大器的線性度。放大器的輸入和輸出負載可以通過源和負載牽引技術掃描得到。在這里，負載牽引的測量是在源匹配完成之后進行的。源與阻抗 Zs = 64 + j44 Ω 完成匹配獲得所需的 NF、輸入回波損耗和偏置電流增益后，P1 dB 和 OIP3 將取決于輸出匹配和反饋網絡。使用仿真模型估算 0.9 GHz 下兩個相隔 5 MHz 的音調的 OIP3，每個音調的輸入功率為PIN = -20 dBm。圖 5 在史密斯圖上顯示了負載牽引阻抗，其中的圓表示 0.9 GHz 下最佳的 OIP3 區域。圖 6 顯示 0.9 GHz 下的 OIP3 和輸出功率等高線。

圖 5. OIP3、輸出功率和 IMD3 的仿真負載牽引

圖6. OIP3 和輸出功率等高線

最終的負載牽引仿真和匹配應在連接好輸入和輸出匹配電路（如圖 1 所示）后執行。完成源和負載匹配后，OIP3 和 P1 dB 仿真結果分別顯示在圖 7 和圖 8 中。

圖 7. 匹配源和負載后的仿真 OIP3

圖 8. 匹配源和負載后的仿真P1 dB

穩定性
穩定性是 LNA 最重要的要求之一。典型的規格要求實現最高 18 GHz 頻率下絕對穩定工作。每一級設計也必須符合絕對穩定工作的要求，包括所有條件下的所有外部元件和偏置。在此頻率范圍內的多數情況下，高增益、低噪聲的設備往往會變得非常不穩定。為了穩定設備同時滿足這些要求，必須采用多種穩定性設計技術。為解決低工作頻率下的穩定性問題，通常在源極會采用一個電感。

用于輸入和噪聲系數匹配的源極反饋電感器也可以用來實現穩定性。常用的一種技術是使用串并行 LR 網絡。這種網絡的作用是在低頻率時充當低阻抗，而在高頻率時充當高阻抗。

另一種常用的技術是從漏極到接地之間連接串并聯 CR網絡。這種網絡的作用是在高頻率時充當分流電阻，而在低頻率時充當高阻抗。接地的分流電阻有利于穩定設備。

還有一種用來改善穩定性的方法，那便是在設備的輸出和輸入之間使用并聯反饋。不過這種方法會降低噪聲系數。因此，它通常用在第二級（緩沖）設計中，而不用于第一級設計。這種反饋也有利于 IP3、回波損耗 (RL)和增益調整。穩定電路集成于共源共柵 LNA 中。SKY67100 和SKY67101 最終的仿真穩定性和測量穩定性結果如圖 16 和 17 所示。

靜電釋放因素
靜電釋放 (ESD) 指的是處于不同靜電位的物體或表面之間發生的靜電轉移，它對半導體器件具有極大的破壞性。ESD 必須在產品開發的早期階段予以解決。設計中使用功率鉗制、二極管和疊接二極管 ESD 保護電路在所有引腳組合間獲得 1A 級(>250 V) 的 HBM 額定值。設計方案中的其它部件也使用 ESD 保護電路，但需要特別注意確保不會降低小信號、大信號和噪聲系數性能。

布線
SKY67100/SKY67101 應用測試板布線的設計旨在盡可能獲得最低噪聲系數和最佳穩定性。測試板為在 50 mil厚的 FR4 基底上疊加 10 mil 厚的 Rogers 4350B 基板。RF 電路中選擇使用 Rogers 4350B 材料，是由于它具有介電常數 (εr) 低、介電常數不易受隨溫度變化的影響等特點，能實現最佳的噪聲性能。成本相對較低的FR4 材料則用于承載其余壓層，并提高機械剛度和厚度。微帶線寬度和空間設計能夠接受常用的 0402 尺寸的表面安裝元件，同時維持統一的 50 Ω。覆銅厚度為1.4 mil，可減少電路損耗及其對噪聲系數的累加效應。評估板偏壓使用 4.0 V 單電源。

元件選擇
圖 9 顯示的是測試板原理圖。輸入元件 C1、C2 和 L1決定了設備的輸入匹配和噪聲系數。為獲得最佳的噪聲系數，推薦使用高 Q 值元件。

圖 9. SKY67101-396LF 評估板布局

如果需要增益調整，元件 R2 和 C4 可構成設備的反饋電路。

輸出匹配通過元件 L2 和 C5 實現
L2 還在偏置電路中用來對元件 C6、C7 和 C8 去耦合。通過微調輸出匹配，可以優化線性度。

仿真和測量結果比較
圖 10 和 11 描述了 SKY67100-396LF (1.9 GHz) 和SKY67101-396LF (0.9 GHz) 隨寬帶頻率范圍變化得到的測量和仿真增益曲線圖。SKY67101 在 0.9 GHz 的增益為 18.2 dB，SKY67100 在 1.9 GHz 的增益為 17.67dB。

圖 10. SKY67101 增益仿真值和測量值

圖 11. SKY67100 增益仿真值和測量值

圖 12 描述了 SKY67101 設備的輸入和輸出回波損耗。0.9 GHz 測得的輸入和輸出回波損耗均高于 20 dB。

圖 12. SKY67101 回波損耗仿真值和測量值

圖 13 描述了 SKY67100 設備的輸入和輸出回波損耗。

圖 13. SKY67100 輸入和輸出回波損耗仿真值和測量值

圖 14 和 15 顯示了帶內 OIP3 和 P1dB 性能。SKY67101的 OIP3 測量值在 900 +/- 5 MHz 獲得，而 SKY67100在 1950 +/- 5 MHz 獲得。

圖 14. SKY67101 大信號數據仿真值和測量值

圖 15. SKY67100 大信號數據仿真值和測量值

圖 16 和 17 展示了 SKY67101 和 SKY67100 各自的NF 性能測量值和仿真值對比。考慮到輸入接頭和連接至第一個匹配元件的評估板傳輸線所造成的損耗，我們對 SKY67101 應用了 0.05 dB 的校正系數，并對 SKY67100 應用了 0.1 dB 的校正系數。

圖 16. SKY67101 噪聲系數 (NF) 仿真值和測量值

圖 17. SKY67100 噪聲系數 (NF) 仿真值和測量值

圖 18 和 19 描述了 SKY67101 和 SKY67100 各自的穩定性性能測量值和仿真值。兩個設備隨帶寬范圍變化所顯示的無條件穩定性均為 B > 0，Rollet 穩定性系數 K >1。

圖 18. SKY67101 穩定性仿真值和測量值