TD-SCDMA技術特點

第三代移動通信標準主要有三個：TD-SCDMA、WCDMA FDD、CDMA2000。TD-SCDMA標準最初由中國郵電科學研究院提出，后與歐洲提出的低速率WCDMA TDD模式融合，最終成為三大標準之一。TD-SCDMA與另外兩個標準相比有四大技術特點：雙向智能天線技術、反向鏈路同步技術、反向聯合檢測技術、動態信道分配技術，其中雙向智能天線技得益于它收發同頻。除四大技術特點外，TD-SCDMA還有兩大特點：終端費用低、運營成本低。終端費用低得益于TDD工作模式；運營成本低得益于收發同頻，不需要成對頻點。TD-SCDMA標準得到中國政府的大力支持，據悉將來知識產權費也會低于另外兩個標準。所有這些技術的與非技術的特點將決定著TD-SCDMA會有一個輝煌的明天。
現在TD-SCDMA標準已得到很多通訊公司的支持，他們正投入巨額人力、物力去開發相關設備。MAXIM公司今年3月份已開發出商用TD-SCDMA射頻套片，為TD-SCDMA的商用化進程立下赫赫戰功。下面我們就先簡單介紹一下這套TD-SCDMA射頻芯片，然后重點討論設計TD-SCDMA射頻前端所應考慮的一些關鍵技術問題。

美信TD-SCDMA手機射頻套片

MAXIM TD-SCDMA手機射頻套片共有兩顆:MAX2507和MAX2392，這兩顆芯片均是采用了最新SiGe BiCMOS 工藝制成。MAX2507是發射芯片，集成了自模擬I/Q至功放輸出的所有電路，主要功能模塊有:I/Q正交調制器、混頻器、可變增益放大器、功率放大器、射頻本振VCO、射頻鎖相環、中頻本振產生電路、射頻功率檢波器，封裝為7mm×7mm LGA形式。MAX2392是零中頻接收芯片，集成了自低噪聲放大器至模擬I/Q輸出的所有電路，主要功能模塊有:低噪聲放大器、I/Q正交解調器、可變增益放大器、信道選擇濾波器、DC-Offset 自動去除電路、I/Q 幅度自動校準電路、VCO、鎖相環，封裝為5mm×5mm QFN形式。為方便用戶設計，MAXIM還提供有完整的參考設計方案，該參考設計的有效射頻PCB面積為6.6平方厘米，工作在3~3.6V，可直接由單節鋰電池供電。圖1是該參考設計的功能框圖。

圖1：TD-SCDMA手機射頻單元功能框圖。

3GPP針對TD-SCDMA終端規定了很多技術指標，這些指標根據其制定的目的可以分作三大類:一是為滿足系統自身的需要而設定的指標，如發射機輸出功率等級、功率控制精度、最小可控發射功率、發射信號調制精度EVM、接收機靈敏度、最大可接收信號幅度、頻率穩準度等；二是為反映系統魯棒性而設定的指標，如接收機雜散響應指標、抗單音雙音干擾指標、接收機鄰道選擇性指標ACS等；三是為防止該系統對系統自身或其它系統造成干擾而設定的指標，如收發信機雜散輻射指標、發射機鄰道功率泄漏ACLR、發射信號頻域模板、發射機互調指標等。對于這些指標的詳細論述，請參考3GPP相關標準，這兒限于篇幅關系，僅就一些具有挑戰性的指標加以討論，并以MAXIM參考設計為例加以說明。

ACLR指標

ACLR指標是為防止發信機對鄰近頻點信道造成干擾而設定的指標，它也是衡量發射機非線性失真程度的一個重要指標。TD-SCDMA信號屬于非恒包絡調制，它的成型濾波器是根升余弦濾波器，滾降系數為0.22，因此當通道存在非線性幅度壓縮時，在TD-SCDMA信號頻譜兩側會產生新的頻譜成份，ACLR指標是指落入鄰近信道的信號與主信道信號功率之比。TD-SCDMA標準規定相鄰信道ACLR指標應不大于-33dBc，隔一信道該指標應不大于-43dBc，但當泄漏到鄰近信道的信號功率小于-55dBm時，可不考慮ACLR指標。MAXIM參考設計在最大發射功率時，鄰信道與隔一信道ACLR指標都有較大余量。

MAX2507還有一個特點就是它在小信號發射時，ACLR指標并不是變得非常好，看來是一個缺點，實際上這恰恰是MAXIM工程師在設計MAX2507時的獨具匠心之處。MAX2507保證ACLR指標在所有發射功率電平下均能滿足標準要求，且有一定余量的同時，根據發射功率大小自適應地調整功放偏置電流，這使得該芯片在實際應用中非常省電。

發射信號頻譜模板

發射信號頻譜模板與ACLR同是為防止發信機對鄰近頻點信道造成干擾而設定的指標，同是由通道的非線性幅度壓縮而引起的，較ACLR指標相比，該指標更嚴格一些。ACLR指標只是粗略地規定了再生頻譜分量與主信道頻譜分量功率之比，而頻譜模板則詳細規定了再產頻譜分量在偏離載波0.8MHz至4MHz范圍內的相對大小。如果你測試過一些線性功放，你就會發現有時ACPR指標很好，但卻不能滿足頻譜模板的要求，原因是再生的頻譜分量上下兩個邊帶不對稱，且邊帶的形狀并不是想象中的3階5階頻譜的疊加形狀，其形狀之所以較理想非線性產物頻譜有較大差異，它和非線性器件輸入輸出匹配有關。雖然MAX2507已設計成50歐姆輸入輸出阻抗以方便客戶使用，但實際應用中MAX2507功放前后的電路并不總是很理想，這樣就造成了再生頻譜分量的不對稱和某些頻點處有凸包出現，以至于不能滿足頻譜模板的要求。為對付該問題，MAXIM在MAX2507內部設計了一個巧妙的電路，通過更改寄存器數值來補償外部電路的非理想性，從而可以輕松解決該問題。

發射信號調制精度EVM

EVM是衡量發射機發射信號調制精度的一個重要指標，需注意的是該指標不是簡單定義射頻信號的調制精度，而是先將射頻信號映射到I/Q平面，然后經過匹配濾波器，再抽樣得到離散的I/Q數值，EVM衡量的是該離散I/Q數值的精度。圖2是一個示意圖。

圖2：EVM指標說明。

由圖2看到EVM衡量的是離散I/Q數據點的精度，它與射頻信號的精度是不一樣的，原因是在求離散I/Q數據點時采用了成型濾波器，在頻域上看該濾波器可以將帶外噪聲抑制掉一些，從而可提高了調制精度指標。3GPP標準中還指出在測量時，應盡可能地調整上圖解調過程中本振的頻率和相位，以及采取所有可能的措施使最終誤差最小，這也就是說射頻調制信號中有些失真與干擾將不計入EVM值，這些包括射頻通道的線性失真、載波泄漏、I/Q正交調制器的移相偏差、正交分量與同相分量幅度的不平衡，這樣算下來，影響EVM指標的還有兩大因素:相位噪聲與非線性產物。下面是一個簡化公式用來估算EVM值。

  方程1。

上式中ACLR是指相鄰信道的ACLR測量值，是累積相位誤差，9.5是針對TD-SCDMA標準的一個修正值。附錄一給出了該公式的一個簡單推導過程。

為驗證上面公式是否正確，我們先利用ESG信號源產生簡單的QPSK I/Q信號，這兒碼片速率為1.28M，成型濾波器為0.22滾降系數的根升余弦濾波器，將該信號加到圖1所示參考設計的輸入端，調整參考設計配置使其輸出功率為21dBm，這時利用FSIQ測得EVM約等于3.5%，鄰信道ACLR為-38.5dBc；接下來我們移開ESG信號源，將參考設計的TxI+短接到地，從而在天線端口得到一個正弦波信號，用FSIQ測量該正弦波的相位噪聲，最后計算出1KHz~1MHz范圍內累積相位噪聲約為1.5度。我們將上面測試結果代入方程1式得:

  方程2。

比較EVM測量值和計算值，其誤差不到一個百分點，可見方程1作為EVM的估算公式還是很有效的。3GPP標準要求EVM指標不大于17.5%，由上面測試結果可以看到圖一所示參考設計有很大余量。

接收機靈敏度與NF

接收機靈敏度是一個系統指標，不僅接收機射頻通道的性能影響該指標，基帶單元的解調算法也會影響該指標，用此指標來直接衡量射頻接收機的性能好壞顯然不合適。接收機射頻通道對小信號的惡化主要是加性白噪聲的影響，它反應接收機的噪聲系數指標。相位噪聲也會影響信號接收質量，但在小信號時相對加性白噪聲的影響則微乎其微，故在此不考慮相位噪聲的影響。因此當接收機基帶單元確定的情況下，接收機靈敏度信號電平則與整機噪聲系數有著直接對應關系。標準3GPP TR 25.945中對靈敏度指標有著詳盡描述，標準指出只要接收機噪聲系數不大于9dB，整機就應該滿足靈敏度指標(靈敏度電平為-108dBm)要求，這里也暗示了如還有問題，則應該是基帶解調的問題，與射頻接收機無關。圖一所示參考設計整機噪聲系數約為5.7dB，相對9dB的最低要求有3.3dB余量，照此算來，采用MAXIM該射頻套片的手機其整機靈敏度應能達到?\111dBm。

接收機非線性指標要求

3GPP TD?\SCDMA標準眾多指標中有很多與接收機非線性有關，這些指標歸納起來有兩類:一類是為防止小信號時強干擾造成性能下降而設定的指標，如阻塞指標、雜散響應指標、雙音互調指標；另一類是說信號自身幅度太強，這兒僅有一個指標就是最大輸入信號電平指標。為靈活應對這些指標要求，同時考慮手機的節電要求，MAXIM在設計該TD-SCDMA套片時，為接收芯片MAX2392設計了多種工作模式。MAX2392的低噪聲放大器有高低兩種增益模式，混頻器也有兩種增益模式，同時混頻器的線性度也有兩檔，這樣組合起來MAX2392有四種區別比較明顯的工作模式:

表1：接收機工作模式。

下面分別就一些具體的非線性指標要求做詳細討論。
a)接收機最大輸入信號電平指標，該指標涉及到接收機的兩個問題:接收機通道增益控制范圍，因為該指標規定了天線端口最大輸入信號電平，而靈敏指標規定了最小輸入信號電平，我們總希望基帶接口處電平恒定，這就要求通道增益控制范圍至少大于這兩個指標規定的電平之差；該指標牽扯到的另一個射頻通道技術指標就是要求通道在如此大的信號電平下不能發生明顯的限幅。針對該指標要求，MAXIM建議將MAX2392置為低增益模式。圖一所示參考設計在低增益模式下測到輸入1dB壓縮點為-11.6dBm，而最大輸入信號電平為-25dBm，顯然可以滿足要求。

b)雜散響應與阻塞指標。雜散響應主要是針對超外差接收機提的指標，雜散響應點也稱為寄生頻道，它是射頻本振與中頻的組合頻率。與一般阻塞相比，當干擾落在這些寄生頻道上時，它會對系統造成更大的危害。MAX2392是零中頻接收機，所以該問題不明顯。阻塞指標又分為頻段內阻塞指標與頻段外阻塞指標，頻段外阻塞指標對系統的影響部分地可由前端射頻濾波器解決。阻塞信號對系統的影響有四個方面:倒易混頻影響、交叉調制影響、阻塞信號二次項成份的影響、阻塞信號直接透過信道濾波器加到基帶單元輸入端口造成的影響。倒易混頻影響是指干擾信號與本振邊帶噪聲混頻產物對系統的影響，它與本振相位噪聲指標有關，與通道非線性指標無關，我們在后面章節再詳細討論該指標。阻塞信號直接透過信道濾波器造成的影響與信道濾波器的帶外抑制特性有關，與通道非線性指標無關，我們也把這個影響放到后面去討論。交叉調制模型見圖3。

圖3：交叉調制產物。

上圖是以放大器為例來說明交叉調制現象，混頻器也有交叉調制現象。圖中f1頻點處信號可認為是阻塞信號，假定其功率譜密度函數為矩形函數，頻點f2處點頻信號是所要的信號，由圖3看到在輸出信號頻譜中f2處有三角型頻譜出現，這就是所說的交叉調制產物，該交叉調制產物大小與通道三階截止點有關，當輸入阻塞信號為平穩正態過程時，交叉調制產物功率可由下式（參考資料【2】中有詳細推導過程）算出:

  方程3。

即便是頻點f2處所要的信號不是點頻信號，交叉調制產物依然存在，且電平大小同樣由方程3式給出，只是這時交叉調制產物的頻譜形狀不再是三角形，而是三角形與信號功率譜密度函數的卷積。上面得出的公式是基于正態噪聲這一假設的，一般干擾信號與正態噪聲相比更接近恒包絡信號，交叉調制產物會小一些，當干擾信號為恒包絡時，交叉調制產物為零。

3GPP規定TD-SCDMA終端當存在一個調制類型的干擾信號在±4.8MHz處，電平為-49dBm，系統靈敏度可下降3dB。如果我們認為靈敏度下降是因為交叉調制產物所導致的， 只要交叉調制產物功率不大于靈敏度電平時的帶內總噪聲功率，則該指標就沒有問題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標:9dB，由此我們可以推出該指標所要求的等效三階截止點，該三階截止點與輸入阻塞信號的頻率偏移量有關，因為接收通道包括信道選擇濾波器。

  方程4。

阻塞信號二次項成份對系統的影響模型:

圖4：二次項產物。

由上圖看到阻塞信號的二次失真產物有三部分構成，當阻塞信號為平穩正態過程時，這三部分產物功率相等，功率大小圖4已標出。注意圖4中的公式（參考資料【2】提供了簡單的非線性產物計算方法，依據該方法可以非常容易地推出圖4中的3個公式）是基于正態噪聲這一假設的，一般干擾信號與正態噪聲相比更接近恒包絡信號，低頻交流產物會小一些，當干擾信號為恒包絡時，低頻交流產物為零。該干擾模型僅是針對零中頻接收機而言，零中頻接收機可簡單等效成一個混頻器，混頻器輸出包含本振頻率與輸入信號頻率的各種組合分量，而該干擾模型即是輸入信號的二次與本振頻率零次的組合分量，該組合分量中的低頻交流成份與直流成份恰好落在我們要的頻帶內，會影響系統性能。直流成份的影響也就是通常所說的DC-offset，MAX2392有專門的DC-Offset去除電路，而低頻交流成份則無法去除。

3GPP規定TD-SCDMA終端當存在一個調制類型的干擾信號在±4.8MHz處，電平為-49dBm，系統靈敏度可下降3dB。如果我們認為靈敏度下降是因為阻塞信號二次項成份中的低頻交流產物所導致的， 只要該產物不大于靈敏度電平時的帶內總噪聲功率，則該指標就沒有問題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標:9dB，由此我們可以推出該指標所要求的等效二階截止點，該二階截止點與輸入阻塞信號的頻率偏移量有關，因為接收通道包括信道選擇濾波器。

  方程5。

MAX2392有四種工作模式，在沒有干擾而且信號較弱時，建議采用HGML模式；上面阻塞指標所討論的情況應該是信號很弱，而且有較強干擾，這時建議將MAX2392置為HGHL模式。
通過上面的討論我們得到兩個射頻通道指標:IP2和IP3，關于IP3，下面所要討論的雙音互調指標會有更高要求。方程5給出阻塞指標所要求的IP2應大于3dBm，圖一參考設計在該指標上有很大余量。
c)雙音互調指標。無論是零中頻接收機還是超外差接收機都會面臨雙音互調干擾問題。影響該指標的主要是混頻器及前面各級有源器件，混頻器后面電路因有信道濾波器的原故，對此指標影響不大。圖5是雙音互調指標的干擾示意圖。

圖5：雙音互調產物。

注意上圖中的兩個干擾信號，一個是點頻干擾距有用信號較近，另一個是調制干擾，距有用信號較遠，這是標準所要求的。觀察這個圖形還應注意兩點：一是這兒是以放大器為例說明3階失真產物，針對MAX2392來說影響這一指標的應包括低噪放和混頻器兩部分，混頻器后級電路因信道濾波器的作用無大的影響；二是上圖忽略了二次項的影響及干擾與信號間的交叉調制影響。

3GPP規定TD-SCDMA終端當存在兩個干擾信號，一個為調制類型的干擾信號，在±6.4MHz處，電平為-46dBm，另一個為點頻類型干擾信號，在±3.2MHz處，電平為-46dBm，系統靈敏度可下降3dB。如果我們認為靈敏度下降是因為互調產物所導致的，只要該產物功率不大于靈敏度電平時的帶內總噪聲功率，則該指標就沒有問題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標:9dB，由此我們可以推出該指標所要求的等效三階截止點，該三階截止點與輸入干擾信號的頻率偏移量有關，因為接收通道包括信道選擇濾波器。

  方程6。

針對互調抑制指標所討論的情況，MAX2392應置為HGHL模式，在該模式下，圖1所示參考設計完全能夠滿足該指標要求且有一定余量。

接收機信道選擇性要求

TD-SCDMA標準規定的與接收機線性幅頻特性有關的指標包括:ACS、阻塞、雜散響應、交調抑制。阻塞與雜散響應點遠離TD-SCDMA頻段時，可通過選擇射頻前端的頻段濾波器加以解決，對于頻段內的阻塞干擾和雜散響應點，及雙音互調干擾，是要通過信道濾波器加以濾除。對于超外差結構的接收機來講，信道濾波器就是混頻器后通常采用的聲表面波濾波器。MAX2392是零中頻接收芯片，它的信道濾波器是I/Q支路上的有源低通濾波器，這已集成在芯片內部而且指標很高，下面會介紹該濾波器的一些測試數據。ACS是3GPP對接收機所規定的唯一的一個純射頻技術指標，它直接規定了接收機信道濾波器對鄰近信道(±1.6MHz)的抑制成度為33dB。帶內阻塞指標規定當±3.2MHz處存在-61dBm的調制干擾時，或±4.8MHz處存在-49dBm的調制干擾時，系統靈敏度允許下降3dB。如果我們認為靈敏度下降是因為阻塞干擾直接透過濾波器加到基帶單元輸入端口所導致的， 而不考慮非線性和倒易混頻的影響， 只要透過去的干擾功率不大于靈敏度電平時的帶內總噪聲功率，則該指標就沒有問題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標:9dB，由此我們可以推出該指標所要求的信道濾波器帶外抑制特性:

  方程7。

  方程8。

雙音互調指標規定的兩個干擾信號，一個是點頻干擾，另一個是己調類型干擾，點頻干擾其特征明顯，基帶很容易除理掉，這兒只考慮已調干擾的影響，按與上面帶內阻塞同樣的分析方法，我們可推出:

  方程9。

至此對信道濾波器帶外抑制特性我們有了4個參數即:該濾波器對±1.6MHz通道相對抑制應不小于33dB，對±3.2MHz通道相對抑制應不小于43dB， 對±4.8MHz通道相對抑制應不小于55dB， 對±6.4MHz通道相對抑制應不小于58dB。MAX2392信道選擇濾波器指標遠遠高于上述四點要求，圖6是MAX2392信道濾波器的實測曲線：

圖6：信道濾波器。

相位噪聲

TD-SCDMA標準沒有明確提出收發信機相位噪聲指標，但標準規定的很多其它指標與相位噪聲有關:發射信號調制精度EVM指標與發通道鎖相環的相位噪聲有關，方程式一給出了它們之間的關系，其實EVM主要還是由非線性指標所決定的，除非鎖相環指標太差；接收機靈敏度與接收通道本振相位噪聲指標有關，但靈敏度指標對相位噪聲要求不高，即便是16QAM信號也是一樣，影響靈敏度的主要還是加性白噪聲；頻率穩準度指標與收發鎖相環指標均有關， 頻率穩準度指標好像在講頻率精確度問題，但仔細琢磨一下標準規定的測試方法，就會明白頻率穩準度指標與噪聲系數，接收發射通道本振相位噪聲，基帶單元頻率估值算法有關，該指標主要取決于基帶算法和發射通道鎖相環相位噪聲，圖一所示參考設計中發射芯片MAX2507的鎖相環是Σ-△型鎖相環，相位噪聲指標非常高；阻塞指標、雙音互調指標與接收通道本振相位噪聲指標有關。下面就最后這種情況做詳細討論。

阻塞指標、雙音互調指標對系統的影響有一個途徑就是倒易混頻，圖7是一個倒易混頻的干擾示意圖:

圖7：倒易混頻干擾模型。

在阻塞抑制指標和雙音互調指標中都提到允許接收機靈敏度下降3dB， 如果我們認為靈敏度下降的原因全部是由倒易混頻產物導致的，則只要該產物功率不大于靈敏度電平時的帶內總噪聲功率，該指標就沒有問題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標:9dB，由此我們可以導出一個限制本振遠端噪聲底的指標，如下:

方程10。

在阻塞及雙音互調指標中提到的最大干擾功率為-46dBm點頻信號，偏離有用信號中心為3.2MHz，將該值代入上式，我們得到關于接收機本振相噪的一個指標:本振相位噪聲在偏離中心3.2MHz外，必須優于-119dBc/Hz。MAX2392在該點處的相位噪聲遠優于該最低要求。

零中頻接收機與DC-Offset

大凡零中頻接收機都有DC-offset問題，DC-offset的產生有這樣幾個原因:本振自混、混頻器偶次項非線性失真產物、平衡混頻器正反向導通時間不相等、平衡混頻器負載不平衡等。不管是怎樣產生的，重點是去除該直流偏移量，對于一個電路來說，它要除去直流分量而保留交流分量，那么它必然是一個高通型濾波器，該如何設計這一高通濾波器，又如何方便地調整濾波器參數，則IC廠家們各有特色。一般可以想象得出有三種情況:一是采用固定高通濾波器，以不變應萬變，優點是簡單，缺點是響應時間長；二是采用一個高拐點的高通濾波器，該濾波器只是在特定時間起作用，響應速度快，響應完后電路記住其響應終值，然后利用該終值去對消通道上的直流偏移量，缺點是環境改變后，記錄的以前的響應終值無法對消直流偏移量；三是靈活改變高通濾波器的捌點，很明顯它綜合了上述兩種方法的優點。

本文小結

至此我們共詳細討論了TD-SCDMA手機射頻前端設計中的八個關鍵問題：發射機鄰道功率泄漏、發射信號頻域模板、發射信號調制精度EVM、接收機靈敏度與NF、接收機非線性指標要求、接收機信道選擇性要求、相位噪聲、零中頻接收機與DC-Offset，通過這些指標的討論我們看到圖一所示 TD-SCDMA手機射頻解決方案完全能夠滿足3G標準要求。

參考資料

[1] 3G標準，TS 25.102， V6.0.0 (Release 6， December 2003).
[2] 《如何估算ACPR指標與交叉調制產物》，作者：王險峰。國外電子元器件2004年第10期
[3] 3G標準， TR 25.945， V5.0.0 (Release 4， 2002-03).
[4] 章潛五編《隨機信號分析》，西安電子科技大學出版社，1990