本文力圖探索實現一個免調節、固定頻率的中頻(IF)壓控振蕩器(VCO)所需了解的基本設計原理，同時指出保證電路正常工作所需面臨的挑戰。在多數無線系統的架構中，VCO都是一個關鍵部件。兩次變換系統需要一個固定頻率的IF VCO，用來控制中頻到基帶和/或基帶到中頻的頻率轉換。

全文由兩部分組成，前一部分力圖探索實現一個免調節、固定頻率的中頻壓控振蕩器(VCO)所需了解的基本設計原理，同時指出保證電路正常工作所需面臨的挑戰。在多數無線系統的架構中，VCO都是一個關鍵部件。兩次變換系統需要一個固定頻率的IF VCO，用來控制中頻到基帶和/或基帶到中頻的頻率轉換。

兩次變換系統需要兩個振蕩器。典型地，第一個振蕩器(RF VCO)可在整個輸入波段內調諧，第二個振蕩器(IF VCO)工作在預先設定好的單一頻率下。RF VCO有現成的模塊、IC或分立元件電路可用，以模塊或IC更為普遍。而就IF VCO來講，小體積、低成本的模塊幾乎無法從市場上找到。這可能是由于中頻頻率的多變性以及制造過程中無法進行激光微調(調節)的大數值電感所致。因此，IF VCO常常采用分立電路或部分IC的方式實現。

為此，Maxim首創了一種全新概念的VCO IC，應用于無線系統正好可以彌補其他板級RF/IF IC在這項功能上的不足。本文的第二部分將介紹這種IC及其開發情況，并詳細闡述它所能實現的簡單、價廉的應用。

分立元件VCO能夠提供足夠的自由度來滿足大多數系統的性能要求(調諧范圍、輸出功率、相位噪聲、電流消耗、成本等等)。然而，對于具有較大批量、價格敏感的現代產品，震蕩頻率的生產線調整是不可接受的。這迫使RF工程師必須設計出一個不需要在安裝過程中調整的VCO，即免調整VCO。這項設計任務并不簡單，除了要掌握VCO的基本設計原理外，還需要RF工程師花費大量精力來保證設計的一致性，而且在各種變化因素(如元件參數、溫度及電源電壓等)允許的改變范圍內，振蕩器始終調諧在正確的頻率。下面的討論試圖對這項任務的重要性給出一個評價，同時解釋一些和免調節中頻VCO設計有關的問題。

VCO拓撲

有多種可行的振蕩器拓撲都可用于構建一個實用的RF VCO，其中一種已經在許多商品化VCO模塊和不計其數的分立VCO電路中得到了成功應用，這就是Colpitts共集電極拓撲(圖1)。該拓撲可用于很寬的工作頻率范圍，從IF直到RF。

圖1. 基本Colpitts振蕩器

一個靈活、廉價、并具有足夠高性能的VCO可基于一個由廉價的表貼電感和變容二極管組成的電感-電容(LC)諧振槽路組成。振蕩器槽路是一個并聯諧振電路，控制著振蕩頻率，電感或電容的任何變化都會改變振蕩頻率。電感和壓變電容可以并聯或串聯模式的網絡形式實現可變諧振。

并聯模式網絡可用于較低頻率，因為大值壓變電容難以實現而電感可以做得比較大。并聯模式配置還便于對振蕩器做直觀地分析。在本文余下的篇幅中，借助并聯模式LC槽路的Colpitts振蕩器對免調節IF VCO的設計進行闡述(圖2)。

圖2. Colpitts拓撲用于VCO

Colpitts振蕩器在很多教科書中都有論述(Clarke和Hess 1978，Hayward 1994，Rohde 1998)，并已推導出一些通用的和專用于Colpitts拓撲的方程，可用來描述振蕩器的工作機理。振蕩器在電路中被抽象為一個反饋放大器模型。精確的振蕩頻率表達可通過此模型中阻抗的平衡而得到，但所得表達式往往很復雜且無助于振蕩器的設計。

另一方面，對于Colpitts振蕩器可以采用一種簡化的、精確性稍差的方法來加以分析，并得到一組更清晰、更直觀的設計方程，非常有助于一階振蕩器的設計。首先，Colpitts振蕩器可重畫為一個帶有正反饋的LC放大器(圖3)。這個視點易于計算環路增益、振蕩幅度和相位噪聲。為了描述啟動過程和振蕩頻率，最初的電路也可重畫為一個負阻加諧振器結構(圖4)。從上述兩個視點得到的一系列方程聯合起來構成一組Colpitts振蕩器的設計方程(Meyer 1998)。

圖3. LC放大器模型

圖4. 映像放大器模型

Colpitts振蕩器的基本設計方程

不考慮分布參數，并假定CC > C1和C2和C1 > Cπ (Cπ 為三極管基-射結電容)。振蕩頻率可按下式計算：

諧振電路的品質因數(QT)可按下式計算：

振蕩幅度可按下式估算：

環路增益和起振條件按下式計算：

距離中心頻率一定頻偏(fm)處Colpitts振蕩器的相位噪聲(PN)可按下式計算：

免調節VCO的設計考慮

免調節VCO從概念上講非常簡單。只要振蕩器具有足夠寬裕的調諧范圍來消除所有的誤差源(如元件容差)所引起的頻率偏移，振蕩頻率的調整就可以省去。初看起來，這項任務非常簡單明了，只需提供足夠的調諧范圍來覆蓋所有的誤差源即可。然而，對于一個給定的調諧電壓范圍，有限的可變電容限制了頻率調諧范圍，而且，VCO的電性能要求往往進一步將調諧范圍限制在更窄的區間內。

不幸的是，過大的調諧范圍還會給振蕩器帶來一些負面影響。很寬的調諧范圍要求壓變電容至槽路間有很重的容性耦合，這會嚴重降低諧振電路的品質因數Q。所帶來的結果便是更大的相位噪聲(諧振幅度與晶體管噪聲之比降低)；對調諧線噪聲更高的靈敏度(這將直接轉換為頻率調制)；壓變電容兩端過大的電壓擺幅；潛在的啟動問題；以及給環路濾波器設計帶來很大的困難等。這些因素導致的結論就是，過量的調諧范圍不受歡迎。事實上，它不應大于吸收所有誤差因素的最低需要。

較寬的調諧范圍可通過兩個容易理解的途徑增大振蕩器的相位噪聲：降低諧振電路Q值和調諧線噪聲的影響。要獲得更寬的調諧范圍，壓變電容必須通過一個更大的電容耦合到諧振電路。這會降低CV (等效可變電容)的Q值，如方程2所示。CV的Q值降低同時使諧振電路凈Q值也降低，因而導致相位噪聲增加，如方程6所示。

致使相位噪聲增加的第二個因素是調諧輸入端的熱噪聲，它會產生頻率調制的邊帶噪聲。該項噪聲隨著調諧范圍而增加，并有可能超過振蕩器的固有相位噪聲。由熱噪聲引起的相位噪聲可由下式計算：

顯然，兩種情況的相位噪聲都隨著調諧范圍的增加而增大。因此要使免調節VCO保持較低的相位噪聲，至關重要的是設定一個恰當的調諧范圍，保證帶寬要求并能容納各種可預見的誤差源。

由于壓變電容耦合的加重，更多的諧振電壓擺幅會出現在壓變電容兩端，而壓變電容電壓的擺幅必須加以限制以防壓變電容被正向偏置。這就限制了諧振電路中的信號功率，因而也就影響到振蕩器的相位噪聲。最后，當諧振電路的等效串聯電阻過大時還會帶來起振問題(參見基本方程)。頻率調諧范圍過寬的VCO可能無法正常起振，尤其是在極限溫度下。那么，要實現恰當的調諧范圍，首先碰到的問題就是—多少為恰當?

影響振蕩頻率的誤差源

為了適應影響振蕩頻率的各種誤差源，免調節VCO的頻率調諧范圍必須增加。這些誤差源可分為兩類：元件參數誤差和設計對準誤差。設定振蕩頻率的LC元件當然是非理想的，它們會帶來以下問題：

· 元件之間的差異(容差)
· 不理想的性能(由于電感、電容以及引線串聯電阻等造成有限的頻率響應)
· 電路布線中的分布電容和電感造成的誤差

另一方面，設計過程中在對準VCO調諧范圍時的不確定因素還會導致設計對準誤差。

元件容差

LC振蕩器中影響振蕩頻率的每個容性和感性元件都具有有限的元件到元件精確度，而這種容許誤差會給振蕩頻率帶來誤差。表1列出了振蕩器中頻率設定元件的典型容差。

表1. 振蕩頻率設置元件的容差

設計對準誤差

設計對準作為一個振蕩頻率建立中的誤差來源常常被忽視。為了充分利用現有的頻率調諧范圍，調諧邊界必須相對于預期的振蕩頻率相對稱。在建立這個中心點時的任何誤差，主要是由元件模型的初始值或平均值的不精確性而引起，都會降低可用的調諧范圍。為了在各種溫度、電源電壓、元件容差等條件下保證振蕩頻率，調諧范圍必須足夠寬，以便容納該誤差。

可以利用振蕩頻率公式計算出總的頻率誤差，只需對其中的每項元素乘以一個比例因子即可： 

還有一個最簡單的辦法可以計算出各種不同誤差所造成的頻率偏移，那就是利用一個電子數據表程序，其中包含了詳細的基于L、C電路參數的振蕩頻率公式。

頻率偏移和調諧范圍

頻率調諧范圍可通過改變調諧電壓獲得，從VTUNE(LOW)到VTUNE(HIGH)，具有高、低頻率邊界(fHIGH和fLOW)和一個位于fHIGH和fLOW中點的“中心”頻率(fCENTER) (圖5)。理想情況下，調諧范圍應安排在使fCENTER恰好位于期望頻率的位置(圖5a)。然而，元件誤差和設計對準誤差可能會使頻率調諧區間發生偏移。

如果在最差情況下，系統提供的調諧電壓不足，不能獲得足夠的頻率調諧范圍，則期望的振蕩頻率就無法達到(圖5b)。顯然，仔細確定調諧范圍需求是很有必要的。這可通過以下方法實現，首先計算出所有誤差源所引起的頻率偏差，然后確定最差情況下的fLOW < fOSC且fHIGH > fOSC (圖5c)。

圖5. 調諧范圍和頻率偏移

設計驗證

線路板布局和元件選擇完成之后，還需要對設計進行驗證和測試(項目甚至超過多數RF電路)。通常，你必須檢查調諧范圍、啟動性能、相位噪聲等等性能是否符合設計要求。此外，測試必須基于一個統計有效的生產流程數量之上，以便確定調諧范圍和平均中心頻率，以及它們相對于預期振蕩頻率的相對位置。