噪聲系數(NF)是RF系統設計師常用的一個參數，它用于表征RF放大器、混頻器等器件的噪聲，并且被廣泛用作無線電接收機設計的一個工具。許多優秀的通信和接收機設計教材都對噪聲系數進行了詳細的說明(例如參考文獻1)，本文重點討論該參數在數據轉換器中的應用。

當RF工程師首次計算哪怕是最好的低噪聲高速ADC的噪聲系數時，結果也可能相對高于典型RF增益模塊、低噪聲放大器等器件的噪聲系數。為了正確解讀結果，需要了解ADC在信號鏈中的位置。因此，當處理ADC的噪聲系數時，務必小心謹慎。

圖1顯示了用于定義ADC噪聲系數的基本模型。噪聲因數F指的是ADC的總有效輸入噪聲功率與源電阻單獨引起的噪聲功率之比。

該模型還假設ADC的輸入阻抗等于源電阻。許多ADC具有高輸入阻抗，因此該端接電阻可能位于ADC外部，或者與內部電阻并聯使用，產生值為R的等效端接電阻。

滿量程輸入功率是指峰峰值幅度恰好填滿ADC輸入范圍的正弦波的功率。下式給出的滿量程輸入正弦波具有2VO的峰峰值幅度，對應于ADC的峰峰值輸入范圍：

該正弦波的滿量程功率為：

通常將此功率表示為dBm（以1 mW為基準）：

對濾波器的噪聲帶寬B需要加以進一步的討論。非理想磚墻濾波器的噪聲帶寬指的是讓相同的噪聲功率通過時，理想磚墻濾波器所需的帶寬。因此，一個濾波器的噪聲帶寬始終大于其3 dB帶寬，二者之比取決于濾波器截止區的銳度。圖2顯示了最多5極點的巴特沃茲濾波器的噪聲帶寬與3 dB帶寬的關系。注意：對于2極點，噪聲帶寬與3 dB帶寬相差11%；超過2極點后，二者基本相等。

圖2：巴特沃茲濾波器的噪聲帶寬與3dB帶寬的關系

NF計算的第一步是根據ADC的SNR計算其有效輸入噪聲。ADC數據手冊給出了不同輸入頻率下的SNR，確保使用與目標IF輸入頻率相對應的值。此外還應確保SNR數值中不包括基波信號的諧波，有些ADC數據手冊可能將SINAD與SNR混為一談。知道SNR后，就可以從下式開始計算等效輸入均方根電壓噪聲：

這是在整個奈奎斯特帶寬(DC至fs/2)測得的總有效輸入均方根噪聲電壓，注意該噪聲包括源電阻的噪聲。

噪聲因數F的表達式可以寫為：

將F轉化為dB并簡化便可得到噪聲系數：

其中，SNR的單位為dB，B的單位為Hz，T = 300 K，k = 1.38 × 10^–23 J/K。

圖3：根據SNR、采樣速率和輸入功率求得的ADC噪聲系數

過采樣和數字濾波會產生處理增益，從而降低噪聲系數，這已在上文中說明。對于過采 樣，信號帶寬B低于f s /2。圖4給出了校正因數，因而噪聲系數的計算公式變為：

圖4：過采樣和處理增益對ADC噪聲系數的影響

16位、80/100 MSPS ADC AD9446的計算示例

圖5顯示了16位、80/105 MSPS ADC AD9446的NF計算示例。一個52.3 Ω電阻與AD9446的1 kΩ輸入阻抗并聯，使得凈輸入阻抗等于50 Ω。ADC在奈奎斯特條件下工作，82 dB的SNR是利用上式8進行計算的基礎，得到噪聲系數為30.1 dB。

圖5：16位80/100 MSPS ADC AD9446 在奈奎斯特條件下工作的噪聲系數計算示例

圖6顯示了如何利用具有電壓增益的RF變壓器來改善噪聲系數。圖6A中的變壓器匝數比為1:1，噪聲系數(來自圖5)為30.1 dB。圖6B中的變壓器匝數比為1:2。249 Ω電阻與AD9446內部電阻并聯，產生200 Ω的凈輸入阻抗。由于變壓器的“無噪聲”電壓增益，噪聲系數降低6 dB。

圖6：利用RF變壓器改善ADC整體噪聲系數

即使采用匝數比為1:4的變壓器，AD9446的整體噪聲系數也有18.1 dB，按照RF標準，這一數值仍然較高。應當注意，AD9446 ADC的82 dB SNR代表了出色的噪聲性能，系統應用的解決辦法是在ADC之前提供低噪聲高增益級。在一個典型接收機中，ADC之前至少有一個低噪聲放大器(LNA)和混頻級，它能提供足夠高的信號增益，從而將ADC對系統整體噪聲系數的影響降至最低。

圖7：利用Friis等式計算級聯噪聲系數

圖8顯示了置于一個相對較高NF級(30 dB)之前的一個高增益(25 dB)低噪聲(NF = 4 dB)級的影響，第二級的噪聲系數是高性能ADC的典型噪聲系數。整體噪聲系數為7.53 dB，僅比第一級噪聲系數(4 dB)高3.53 dB。

圖8：雙級級聯網絡示例

應用噪聲系數概念來表征寬帶ADC時，必須特別小心，防止得出令人誤解的結果。試圖簡單地通過改變等式中的值來降低噪聲系數可能會適得其反，導致電路總噪聲提高。

有鑒于此，當處理ADC時，必須小心處理NF。利用本文中的等式可以獲得有效的結果，但如果不全面理解其中涉及到的噪聲原理，這些等式可能會令人誤解。

作者：Walt Kester

參考文獻