因此工程師需要更好的頻譜分析工具。尤其現代通信正在采用帶寬越來越寬的調制方案，分組通信的速度正變得越來越快。看一下表1，其中顯示了部分常見的通信標準及對應的信道帶寬和工作帶寬。注意在較新的調制方案中，信道帶寬會大幅度提高：
| 通信標準 | 信道帶寬 | 工作帶寬 | 突發信號數據包時 |
| FM無線電 | 200kHz | ~20MHz@100MHz | 連續發送 |
| 電視廣播 | 6-8MHz | 55MHz-700MHz | 連續發送 |
| 藍牙 | 1MHz | [email protected] | ~400us |
| IEEE802.11 | 20或40MHz | [email protected] | 5us到幾十us |
| ~200MHz@~5.6GHz | |||
| UWB | >500MHzx3通道 | >[email protected](頻段1) | 每個符號~300ns |
表1、常見的通信標準-傳統廣播通信(黃色)和現代嵌入式無線技術(綠色)。
為高效測量這些現代嵌入式無線技術，通常必需在一個時點捕獲整個信道的帶寬。
雖然傳統掃頻分析儀可以測量連續廣播信號，但它不是為在這些帶寬中測量隨時間變化的信號而設計的。掃頻分析儀的有效頻譜捕獲帶寬低于分辨率帶寬(RBW)。由于它采取掃頻方式，因此它“看不到”當前掃描頻率外面（帶外）的信號。掃頻分析儀也不能以時間一致的方式，捕獲整個頻譜。
而且，這些現代信號隨時間變化的特點對傳統掃頻分析儀來說是太“快”了。在超出RBW分辨率帶寬的極限時，掃頻分析儀在以最快速度掃描關心的工作頻段時，只能捕獲幾十到幾百毫秒的時間，但往往發送的信號發生的時間通常只有幾十微秒或以下。
矢量信號分析儀
更加現代的頻譜分析儀(矢量信號分析儀VSA)一般擁有10MHz的頻譜捕獲帶寬，可以用于比較老或比較簡單的無線通信標準。某些頻譜分析儀提供了高達110MHz的帶寬（例如泰克實時頻譜分析儀RSA6100A系列配套選項110），更加適合現代標準，但獲得這種性能的同時，其價格也會大幅度提高。
圖8是傳統矢量信號分析儀（VSA）簡化的結構方框圖：
圖8是矢量信號分析儀(VSA)結構，它代表著更加現代的頻譜分析儀，本振是階躍的，而不是掃描的。輸入的寬帶信號被衰減后濾波，下變頻成窄帶的模擬IQ信號，中頻濾波，然后才被數字化。這會產生頻段受限的時域信號，通過使用DFT(離散傅立葉變換有DSP運算)，可以把信號從時域轉換到頻域。在這些變換中，最著名的變換是FFT(快速傅立葉變換)。然后把所得到的頻域信息顯示在畫面上，在本振頻率周圍畫出頻譜的一小部分。然后本振階躍到下一個更高的頻率，重復上述過程，直到畫出整個頻譜。階躍分析儀在處理隨時間變化的RF射頻時至少要優于掃頻分析儀，但因其范圍有限，關心的跨度位于通常很窄的階躍內，而且觸發功能一般局限于IF電平觸發器和外部觸發器有限的頻率范圍內。
矢量信號分析儀對所輸入的寬帶信號進行下變頻到窄帶的信號，主要是因為采用了比特位數高，但采樣率相對較低的A/D轉換器。舉例：泰克的RSA6000系列所采用的A/D轉換器是14位比特的，采樣率是300MS/s，從理論上，奈奎斯特頻率（最高輸入頻率不導致采樣時出現混疊現象)大概是不150MHz(非正弦波的信號，奈奎斯特頻率要更低)。因此，RSA在采樣前必須要將寬帶的信號下變頻到窄帶的IF中頻，以IF中頻為中心頻率來進行采樣(頻率范圍為IF中頻頻率的+/-1/2跨度)。這樣處理的目的，首要是減少頻譜分析儀的DANL(顯示的平均噪聲電平)與增加SFDR無雜散動態范圍等。
頻譜分析儀其中一個關鍵的指標是DANL(顯示的平均噪聲電平)。顧名思義，它是儀器內在噪聲大少的指標。矢量信號分析儀(VSA)與RSA實時頻譜分析儀等均采用A/D轉換器與FFT變換為基礎的頻譜分析方法，因此從理論上而言，其FFT的噪底應該是：
FFT噪底=-[A/D轉換器的SNR(信噪比)+FFT處理增益](公式1；見圖10)
而理想中無失真的A/D轉換器的SNR是：
最大的SNR(信噪比)=1.76+6.02n(n=A/D轉換器的比特位數)(公程式2)
簡單的理解是：每A/D轉換器每增加1比特，A/D轉換器的SNR信噪比增加大約6dB。以n=12為例的A/D轉換器，其最大的SNR(信噪比)大概是74dB。
而FFT處理增益=10Log10(M/2)(M=FFT幀長度)(公式3)(若M=4096，FFT處理增益=33dB)
簡單的理解是：FFT運算時所采用的幀長度M與它所產生的頻譜的分辨率帶寬是成反比的，即是所使用的FFT幀長度越長，所得到的頻譜分辨率越高，或分辨率帶寬越窄，見以下公式：
RBW分辨率帶寬=(窗口函數/M)*采樣率(公式4)
而分辨率帶寬越窄，所能進入的噪聲相對較低。因此，通過設置FFT幀長度M可以增加FFT處理增益，從而降低FFT噪底的電平。
因此，對于這個組合，使用12比特A/D轉換器，與FFT幀長為4096，其FFT的噪底應為107dB(見圖9)。
而且，這些現代信號隨時間變化的特點對傳統掃頻分析儀來說是太“快”了。在超出RBW分辨率帶寬的極限時，掃頻分析儀在以最快速度掃描關心的工作頻段時，只能捕獲幾十到幾百毫秒的時間，但往往發送的信號發生的時間通常只有幾十微秒或以下。
圖9、SNR信噪比、處理增益與FFT噪底的關系
由此可見，若想FFT的噪底足夠低的話，就要使用比特位數高的A/D轉換器加上運算FFT變換時，采用更多的數據點。因此一般VSA與RSA所采用的A/D轉換器的比特位數都要比一般示波器要高得多，舉例:泰克的RSA6000系列所采用的A/D轉換器是14位比特的。
頻譜分析儀另外一個重要的指標就是SFDR。雜散信號主要來源于所采用器件，如下變頻器中的混頻器與A/D轉換器等的微分非線性(Differential Non-Linearity，DNL)特性所導致的失真(Distortion;注意:失真與噪聲Noise是不同的概念)。假設輸入射頻信號為正弦波，其基本頻率為F0，若混頻器、A/D轉換器為線性的，其輸出在頻域來說也一定是基本頻率為F0的正弦波。然而理想的混頻器與A/D轉換器只存在于理論世界之中。在實際情況下，它們的非線性特性會產生諧波失真，如產生以F0為倍數的諧波含量(這些諧波是雜散信號之一)，若把這些諧波與基頻都組合起來重構時域的波形的話，它將不是一單調的、基本頻率為F0的正弦波了，它將變形，成了一非正弦波，這就是所謂的諧波失真。導致雜散信號的，還有互調失真(就是指輸入信號可以是個非單調的正弦波，舉例：雙音的信號，而它們分別的基本頻率可以是F0與f0，它們的諧波之間可以互相調制，這在混頻器中是常見的失真問題)。這些失真所產生的雜散信號會使SFDR降低。由此我們看出，SFDR主要與器件的非線性特性有關，與噪聲不一定有直接關系。要改善SFDR，主要透過改善器件的線性特性，降低失真所產生的雜散信號。
圖10、SFDR的定義是載波的RMS有效值與最大雜散的RMS有效值之對數比例
就一般A/D轉換器而言，SFDR無雜散動態范圍通常要比它的SNR信噪比高得多。
(泰克的RSA6000系列SFDR無雜散動態范圍是-78dBc(<6.2GHz時))。顯明，所使用的A/D轉換器的比特位數越高，它的信噪比能力越高，無雜散動態范圍也可能相對較好。但是一般情況下，比特位數高的A/D轉換器通常的采樣率都相對較低(因為采樣率高，對應A/D轉換器的奈奎斯特頻率高，因此進入A/D轉換器的噪聲也高，這樣一來，A/D轉換器的信噪比就要低，因此，同時比特位數高與采樣率高對A/D轉換器的設計來說是很困難的)，因此，A/D轉換器的奈奎斯特頻率也相對較低，最終需要對輸入的寬帶的信號在下變頻時變為IF中頻窄帶的信號，這樣就限制了VSA或RSA這些現代的頻譜分析儀的實時寬帶功能有限，目前市場上最好的大概在150MHz范圍之間。
如表1所述，現代新興的通信標準的信號的工作帶寬都趨向越來越寬，IEEE802.11在5.6GHz頻段上工作的信號帶寬要達200MHz，調頻雷達可以在GHz范圍內調頻或調相，UWB的工作帶寬都超過1GHz。面臨這些寬帶的實時變化的信號，目前沒有一臺合適的頻譜分析儀可以讓設計師一目了然全頻帶看到所有射頻信號的變化——設計工程師需要更好的工具幫助他們診斷、透視、測量與解決他們的無線設計問題！
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