【摘要】Doherty功率放大器雖然效率較高，但是其線性度通常較差，需要采用數字預失真技術對其線性化。為了滿足越來越高的通信速率，Doherty功放的工作帶寬也越來越寬。因此，為了評估Doherty功放的線性化性能，搭建寬帶的數字預失真平臺很有必要。本文采用基于R&S信號與頻譜分析儀（FSW26）的數字預失真平臺，對實驗室的寬帶Doherty功放進行了線性化實驗。實驗表明，無論是單頻，并發雙頻，還是并發多頻工作模式，寬帶Doherty功放搭配數字預失真技術后都可獲得較好的線性度。

1. 引言

隨著通信速率變得越來越高，信號帶寬也越來越寬，特別是載波聚合技術的采用，使得發射機所需支持的帶寬也顯著增加。面對載波聚合技術的挑戰，一種較經濟的發射機方案是并發多頻發射機。這種場景下，一條發射通道既要能支持傳統的單載波的通信信號，同時也需要能支持并發多頻的載波聚合信號，因此，即發射通道的帶寬也顯著增加。發射通道上功率發大器的帶寬是發射通道帶寬的主要瓶頸，特別是Doherty功率放大器，雖然其效率明顯優于傳統的AB類功率放大器，但是典型的Doherty功率放大器的相對帶寬只有10%左右。為了面對并發多頻發射機的挑戰，近幾年來，寬帶Doherty功放的設計成了功放研究領域的關注重點。

Doherty功率放大器的線性度較差，通常需要搭配數字預失真技術（DPD）才能在基站中使用。因此， 寬帶Doherty功放除了效率、帶寬指標需要關注外，能否線性化也是目前業內比較關注的話題。Doherty功放設計完成后，需要測試其DPD后的線性度性能，以完成對所設計的功放的整體性能評估。

2. 數字預失真原理

通常情況下，功率放大器在飽和工作狀態下，效率更高，以Doherty功率放大器為例，在回退功率點，主路功放工作于飽和狀態，在峰值功率點，主路功放和輔路功放均處于飽和狀態，因此，Doherty功放在峰值和回退點都能獲得較高的效率。然而，飽和狀態下的功放由于增益壓縮，會表現出非線性失真，即輸出信號的帶寬會比原始輸入信號更寬。

圖1、數字預示真原理示意圖

為了消除功放的這種失真，數字預失真技術的思路是在數字域對輸入信號進行預先處理，相當于在基帶信號上疊加了與功放失真信號大小相等，相位相反的分量，最終預先疊加的分量與功放自身產生的失真分量相互抵消，達到了線性化的目的。圖1則是從增益的角度解釋了數字預失真技術的原理，從中可看出，功放的增益(曲線的斜率) 在輸入信號較大時會降低，而預失真模塊的增益(曲線的斜率) 則是在輸入信號較大時增益升高，最終二者級聯，使得輸入輸出曲線為一條直線(增益平坦)。

3. 數字預失真技術系統架構及測試平臺

圖2描述了數字預失真技術的實現結構，主要由模擬域和數字域兩部分組成。在模擬域，功放的輸出信號一部分通過耦合器耦合到反饋通道上，然后依次經過下變頻、濾波、采樣，最終得到功放輸出的基帶信號。在數字域，反饋通道的信號經過歸一化、延時對齊、模型提取及預失真參數更新等操作，最終得到所需的預失真信號送入DAC。由于功放非線性造成信號帶寬展寬，而反饋通道必須完整地將這些非線性信息反饋到數字域，因此高性能的反饋通道對數字預失真的線性化性能非常重要。

圖2、數字預失真技術系統架構

圖3為基于R&S公司儀器平臺的數字預失真技術測試方案。在該方案中，數字預失真架構中的反饋通道的功能由R&S頻譜與信號分析儀FSW來完成，而數字域的操作可以使用個人計算機(PC) 上的MATLAB軟件來完成，然后將產生的預失真信號通過網線下載到信號源SMW200A中去。由于FSW的載波頻率、采樣率等參數可以自由設置，等價于反饋通帶的參數可以自由調節，同時，FSW除了提供反饋通道的功能外，也可以觀察功放的輸出信號的頻譜、功率譜、鄰信道功率比(ACPR) 等指標，因此該測試方案非常適合寬帶Doherty功放的線性化性能評估。

圖3、基于R&S公司儀器平臺的DPD測試方案

4. 實驗結果

圖4為實驗室設計的寬帶Doherty功放的照片，其面向的場景是目前的移動通信基站，帶寬達1 GHz以上。為了評估寬帶Doherty功放的性能，一臺R&S公司的信號與頻譜分析儀FSW26被用來搭建數字預失真平臺，并借助該平臺分別完成單頻、并發雙頻及并發三頻場景下的數字預失真實驗。

圖4、寬帶Doherty功放實物

(1) 1 GHz寬帶信號激勵下的Doherty功放的帶寬測試及非線性觀察

為了觀察所設計的寬帶Doherty功放的帶寬，直接采用信號源R&S SMW200A輸出1 GHz 的寬帶OFDM信號(基帶信號采樣率2GSPS)，作為功放的激勵，圖5為測試結果，可以看出信號源輸出的1 GHz的寬帶信號帶內比較平坦，經過功放后功率譜曲線功率譜曲線略有起伏，這一方面說明所設計的Doherty功放帶寬可達1 GHz，同時也說明功放在如此寬的帶寬范圍內增益不是完全不變的。另外，從帶外的頻譜可看出，寬帶激勵下Doherty功放的非線性也變得非常復雜。

圖5、1 GHz寬帶信號激勵下的Doherty功放輸出
(黑線為信號源R&S SMW200A產生的功放輸入信號，藍線為功放的輸出信號)

(2) 單頻60 MHz寬帶數字預失真實驗

功放的輸入信號是總共帶寬60 MHz (3個20 MHz信號載波聚合而成）的寬帶信號，基帶信號采樣率為368.64 MSPS，載波頻率是2.1 GHz，寬帶信號用PC上的MATLAB生成后，經網線下載到信號源R&S SMW200A中，然后信號源生成射頻信號。FSW的載波頻率和采樣率分別是2.1 GHz和368.64 MSPS。圖6分別為采用DPD技術前后的功放輸出信號功率譜密度曲線，可以看出，采用DPD技術后，該功放的ACPR性能明顯改善。

圖6、寬帶Doherty功放60 MHz信號激勵下的線性化結果
(黑線為DPD前，藍線為DPD后)

(3) 并發雙頻數字預失真試驗

為了進一步評估寬帶Doherty功放在載波聚合場景下的工作狀態，需要測試采用并發雙頻數字預失真技術(2D-DPD) 后的功放線性化性能。此時，功放的激勵信號是兩個10 MHz的LTE信號，采用2D-CFR技術進行削峰處理，載波頻率分別是1.8 GHz和2 GHz。2D-DPD架構中存在兩條反饋通道分別采集兩個頻段的功放輸出信號，為了避免這一點，FSW可以分時工作，即先將載波頻率設為1.8 GHz，先采集低頻段的信號，然后將載波頻率設為2.1 GHz，采集高頻段的信號。圖7為采用2D-DPD技術前后的功放功率譜密度曲線，可以看出，該功放在并發雙頻工作狀態下，是可以線性化的。

圖7、Doherty功放雙頻并發工作的線性化結果
(a)低頻DPD前(b)低頻DPD后(c)高頻DPD前(d)高頻DPD后

(4) 并發三頻數字預失真實驗

并發多頻是未來發射機的發展趨勢。在這樣的場景下，需要測試寬帶Doherty功放在并發多頻情況下的性能。圖8為并發三頻數字預失真實驗的結果，可以看到，采用數字預失真技術后，Doherty功放不僅帶內可以線性化，帶間交調也明顯被抑制。

圖8、Doherty功放并發三頻工作的線性化前后結果對比
(圖中黑線為DPD前的結果，藍線為DPD后的結果)

5. 結束語

寬帶Doherty功放將是并發多頻發射機較受青睞的方案，因此，高性能的寬帶Doherty功放的性能評估平臺也變得更加重要。本文采用R&S公司的頻譜與信號分析儀FSW26搭建了寬帶數字預失真平臺，完成了對實驗室設計的寬帶Doherty功放的線性化實驗，實驗結果表明，所設計的功放在單頻、并發雙頻及并發三頻工作幾種場景下均可以取得較好的ACPR性能，即寬帶Doherty功放在這些場景下是可線性化的。

作者：張 千，陳文華 (清華大學電子工程系，北京)