混頻器線性度一直是射頻系統設計面臨的一個關鍵問題。混頻器的非線性會產生不需要的、不可濾的雜散、互調和非線性失真。例如，非線性混頻可能導致不希望的雜散，例如2f_RF?2f_LO 或2f_RF?f_LO 頻率分量，加劇射頻系統頻譜再生問題。

1、IP3和IMD

IP3是分析雙音信號與其產生的互調項之間的關系的線性品質因數。

P_Input 是雙音射頻輸入信號的平均功率。P_Fund 是頻率 和 的平均功率。P_IMD3 是 和 處的交調產物的平均功率（注意這里，非變頻器件的三階產物應該是2f1-f2和2f2-f1；變頻器件雙音互調后，再與LO變頻得到 和。

圖1.1 混頻器的輸出理論頻譜

IIP3和OIP3都可以評估器件的非線性，混頻器中IP3的計算方式可以看下圖，頻譜中包含不需要的雜散，其中越靠近載波的雜散信號，越難濾掉。

圖1.2 混頻器的實測頻譜

首先需要明確混頻器的IMD產物和雜散產物的區別。IMD是由多個接近的輸入頻率產生， 和 ，一般認為不是由RF/IF和LO的諧波混合產生的。比如 一般被認為是IMD產物；而1f_LO-3f_RF 被認為是雜散，是RF的諧波和LO產生的。

圖1.3 DUT是一個6GRF到下變頻到300MIF

2、實測結果

測試方法：固定LO為5.701G，測量RF 6G±0.5M下變頻到299M±0.5M后的頻譜。

圖2.1 混頻器輸入/輸出接口

f₁ 是6.0005G單音信號，功率0dBm；f₂ 是5.9995G單音信號，功率0dBm。為避免測量誤差，使用功率計在下圖中校準平面校準基波的功率。（校準時，必須單獨每個tone輸出接功率計測量，否則功率計是把所有頻率的所有信號全部計算在內，包括雜散，會造成功率誤差。）

圖2.2 快速但不理想的混合器IP3測量。

然后校準LO端功率，此時LO輸出功率一定要大，LO功率過小的話，無法驅動混頻器正常工作（比如得到不正常的變頻損耗），可能得到不正確的ip3測量結果，這里用+15dBm@5.701G的LO重復多次功率校準。

校準后，按上圖連接。當我們計算IP3值時，我們通常會平均兩個輸入頻率和兩個IMD雜散的功率。可以先計算混頻器的OIP3，然后再計算混頻器的IIP3，因為輸入功率是已知的。

= (-8.55+-8.28)/2 + {(-8.55+-8.28)/2-(-54.02+-53.93)/2}/2 = +14.4dBm

圖2.3 實測DUT的IF輸出頻譜

對于這種直接頻譜測量，結果看上去沒什么問題。但我們沒有考慮測量中的非理想情況，比如測試原理、測試系統帶來的誤差。

3、測試誤差來源分析

3.1 誤差來源1

一個主要誤差來源是兩個RF輸入合成器之間的串擾。所有信號發生器都有鎖相環(PLL)，可將輸出頻率鎖定到內部（或外部）參考頻率。當在信號發生器的輸出端口出現反向信號時，無論是來自不匹配負載的反射功率，還是來自外部信號源的串擾，PLL鑒相器都會做出響應。而信號發生器的輸出端口的反向隔離也是有限的，反向信號的功率會泄漏到鑒相器中。

圖3.1 可能的反向信號泄露到鎖相環的路徑

而這個反向信號是怎么來的？如圖3.2中所示，由于功分器的2個輸出端口的隔離是有限的，并非理想隔離無窮大。導致2個信號源產生的信號會相互串擾。

Wilkinson功分器兩個輸出端的隔離遠大于電阻式功分器，從功分器的一個輸出端口泄露到另一個輸出端口的功率會更低。使用Wilkinson功分器代替電阻式功分器，則串擾應該會減少。

圖3.2 功分器的隔離有限，導致2個信號源之間發生串擾

圖3.3 使用Wilkinson功分器進行混頻器IP3測量得到的結果，有改善。

3.2 誤差來源2

所有頻譜儀在其IF包絡檢波器電路之前都有一個前端混頻器，該混頻器限制了系統的動態范圍。為確保頻譜儀的混頻器不會讓其自身產生諧波成分并干擾測量，必須衰減進入頻譜儀的功率以防止頻譜儀接收機過載。目的是抑制頻譜儀的前端混頻器重新混頻高階互調產物。

DUT的IIP3大概為+22dBm，簡單計算，對于進入頻譜儀的輸入功率（兩個IF音調為-8dBm），則要求頻譜儀本底噪聲要小于-70dBm。

如果在上面的測試環境中，增大頻譜儀前端衰減器，發現測試結果有較大改善，說明此時頻譜儀混頻器發生了壓縮。

總之，為了使結果更可信，測量設備的動態范圍必須遠高于用于測量數據時使用功率范圍。